WZMACNIACZE MOCY
1.Odprowadzenie ciepła z tranzystora mocy
2.Klasy pracy wzmacniaczy
3.Wzmacniacz ze sprzężeniem
transformatorowym
4.Przeciwsobne wzmacniacze klasy B i AB
5.Rozwiązania układowe wzmacniaczy klasy AB
6.Zasada pracy i ogólne własności wzmacniaczy
mocy klasy D
7.Zasada pracy i ogólne własności rezonansowych
wzmacniaczy mocy klasy C
8.Rezonansowe wzmacniacze w.cz. klasy D i klasy
E
1
2
I
C
I
Cmax
0
P
T
C
C
C
max
(
)
25
0
U
CE
I
B
P
2
Drugie
przebicie
U
CE max
r
CES
(
)
T
C
j
150
0
Użyteczny obszar charakterystyk wyjściowych tranzystora
bipolarnego we wzmacniaczu mocy
3
4
c
thj
c
j
C
R
T
T
P
max
max
j - złącze (junction)
c - korpus (case)
r - radiator (radiator)
a - otoczenie (ambient)
P
C
T
j
C
thj
R
thj c
C
thc
C
thr
R
thc r
R
thc a
R
thr a
T
c
T
r
T
a
( )
a
( )
r
( )
c
( )
j
Cieplny schemat zastępczy tranzystora
T
Q
C
P
T
R
th
th
max
max
max
max
C
th
a
j
P
R
T
T
T
C
th
c
thj
a
thc
a
thr
r
thc
C
a
j
P
R
R
R
R
R
P
T
T
||
Rezystancję i pojemność
cieplną definiujemy w
następujący sposób
Power Amplifier Classes
Class A: High linearity, low efficiency
Class B: High efficiency, low linearity
Class AB: Compromise between
Class A and B
5
Other classes: C, D, E, F
F
, G, H, S, XD
®
, T
®
6
Wzmacniacz w klasie A z obciążeniem transformatorowym:
CQ
CC
cm
cm
L
I
U
I
U
P
2
2
2
2
max
CQ
CC
C
CC
T
D
I
U
dt
t
i
U
T
P
0
1
2
max
max
2
1
D
L
P
P
%
50
max
7
8
u
i
'
u
i
"
T
1
T
2
U
CC
1
:
2
p
1
:
2
p
R
L
a)
b)
T
1
T
2
R
L
u
i
i
L
U
CC
U
CC
u
o
Uproszczone schematy ideowe przeciwsobnych
wzmacniaczy klasy B:
a) transformatorowego, b) beztransformatorowego
Push-Pull Stage
Gdy V
in
wzrasta (rys. b), Q
1
przewodzi i wymusza
dodatnią połówkę prądu do obciążenia R
L
.
Gdy V
in
maleje, Q
2
przewodzi i wymusza ujemną
połówkę prądu do obciążenia RL.
9
10
Prosta pracy i przebiegi czasowe prądów kolektorów tranzystorów przeciwsobnego
wzmacniacza w klasie B.
P
U I
U
I
L
cm cm
CEQ C
max
max
1
2
1
2
P
U
I
I
U
I
D
CC
C
CQ
CC
C
max
max
max
2
2
Moc wyjściowa przy pełnym wysterowaniu wynosi
Maksymalna moc dostarczona ze
źródeł zasilających wynosi
Maksymalna
sprawność
wzmacniacza klasy B
max
,
4
78 5%
11
Zależności mocy
dostarczonej, mocy
wyjściowej, mocy strat i
sprawności
od współczynnika
wystero-wania
wzmacniacza klasy B
12
Charakterystyka przejściowa układu bez wstępnej polaaryzacji
i ilustracja zniekształceń nielinowych
Zniekształcenia skrośne wzmacniacza klasy B
Improved Push-Pull Stage
With a battery of V
B
inserted between the bases of Q
1
and Q
2
, the dead zone is eliminated.
V
B
=V
BE1
+|V
BE2
|
13
Implementation of V
B
Since V
B
=V
BE1
+|V
BE2
|, a natural choice would be two
diodes in series.
I
1
in figure (b) is used to bias the diodes and Q
1
.
14
Addition of CE Stage
A CE stage (Q
4
) is added to provide voltage gain from
the input to the bases of Q
1
and Q
2
.
15
16
a)
b)
U
CC
U
CC
U
CC
U
CC
I
p
I
p
R
R
R
E
R
E
R
E
R
E
R
L
R
L
D
D
D
D
u
i
u
i
u
o
u
o
T
3
T
3
T
1
T
1
'
T
1
T
1
'
T
2
T
2
'
T
2
'
T
2
R
E3
R
Wzmacniacze mocy klasy AB z układami Darlingtona: a) przeciwstawny,
b) quasi-przeciwstawny
17
Wzmacniacze klasy D z
modulacją szerokości impulsów
1
2
3
5
4
Stopień
wyjściowy
klasy D
FDP
4
5
1
2
3
Komp
Zasada działania wzmacniacza klasy D
Z modulacją szerokości impulsów
18
Mostek typu H w stopniu końcowym
wzmacniacza klasy D
19
a)
M
1
M
2
Przełączanie prądu
Prąd obciążenia
ZZ
U
ZZ
U
Prąd obciążenia
Przełączanie prądu
M
1
M
2
M
3
M
4
ZZ
U
b)
Stopnie końcowe wzmacniacza klasy D: a) półmostkowy, b) pełny
mostek,
Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości
impulsów
20
Napięcia sterujące tranzystorami stopnia
końcowego
Górna gałąź
Dolna gałąź
ON
OFF
ON
OFF
DH
t
DL
t
Czas martwy górnej gałęzi
Czas martwy dolnej gałęzi
GS
u
21
REZONANSOWE WZMACNIACZE MOCY
WIELKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI
23
+
-
u
i
u
S
u
t
i
U
BB
0
u
O
+
-
C
L
element
wzmacniaj cy
ą
R
L
u
i
O
i
S
U
CC
0
Schemat blokowy wzmacniacza
klasy C
We wzmacniaczu klasy C równoległy obwód rezonansowy L,
C, R
L
, pobudzany jest impulsem prądowym w kształcie
wycinka przebiegu kosinusoidalnego w postaci:
t
t
t
I
i
om
O
dla
0
dla
cos
cos
cos
1
24
2
cos
1
1
2
sin
cos
cos
sin
cos
1
cos
sin
cos
1
cos
sin
2
1
1
0
k
dla
I
k
k
k
k
k
I
I
I
I
I
I
I
i
I
I
k
om
om
omk
om
om
om
om
om
o
CC
O
-
współczynniki rozkładu impulsu kosinusoidalnego
k
g
1
1
0
-
współczynnik kształtu
t
t
t
I
i
om
O
dla
0
dla
cos
cos
cos
1
Impulsy prądu
kolektora (drenu),
stanowiące wycinki
przebiegi
kosinusoidalnego,
zostaną rozłożone w
szereg Fouriera:
25
30
60
90
120
150
180
0
1
2
0
3
4
5
6
g
1
1
0
0
01
.
05
.
04
.
03
.
02
.
0
04
.
08
.
01
.
12
.
2
16
.
g
1
C
AB
B
A
Współczynniki rozkładu impulsu
kosinusoidalnego
26
27
Zależności energetyczne wzmacniacza
klasy C
28
30
60
90
120
150
180
0
0
02
,
10
,
08
,
06
,
04
,
122
05
,
055
,
4
2
2
0
1
P
I U
C
om CC
dla =1
2
2
0
P
I U
D
om CC
2
1
P
I U
L
om CC
05
1
, g
Zależność mocy i sprawności od kąta
przepływu
29
Wnioski
• Przy stałej wartości szczytowej impulsu kosinusoidalnego prądu wyjściowego
oraz przy stałym współczynniku wykorzystania napięcia zasilającego , moc
wyjściowa rośnie, gdy kąt przepływu prądu wyjściowego rośnie
• Przy stałej wartości szczytowej impulsu prądu wyjściowego, moc dostarczona
rośnie, gdy kąt przepływu rośnie
• Przy stałej wartości współczynnika wykorzystania napięcia zasilania sprawność
wzmacniacza rośnie, gdy kąt przepływu maleje
• wymagania odnośnie dużej mocy wyjściowej i dużej sprawności są sprzeczne i w
warunkach rzeczywistych wymagany jest kompromis
W klasie A
0
1
1
05
1
,
g
2
1
2
1
2
1
1
0
1
g
P
P
D
L
30
W klasie B
/ 2
0
1
1
1
2
1
2
05
2
,
U
U
I
R
I R
om
CC
om
L
om
L
I
U
R
P
I
U
U
R
P
I
U
U
R
g
om
CC
L
L
om
CC
CC
L
D
om
CC
CC
L
1
1
2
2
0
2
1
2
1
2
2
2
2
2
1
2
2
4
31
R
B
U
CC
a)
C
B
R
L
L
C
C
b
D
w cz
ł
. .
R
B
U
CC
C
B
R
L
L
C
C
b
D
w cz
ł
. .
b)
R
L
C
B
R
B
C
B
R
B
C
L
D
w cz
ł
. .
C
b
U
CC
c)
Rezonansowe wzmacniacze klasy
C: a) wzmacniacz w konfiguracji OE,
b) wzmacniacz w konfiguracji OB,
c) wzmacniacz przeciwsobny
REZONANSOWE WZMACNIACZE MOCY
W.CZ. KLASY D
32
Rezonansowe wzmacniacze klasy D i klasy E o mocy
wyjściowej do kilkuset [W] i częstotliwości kilkunastu
[MHz] są realizowane przy użyciu bipolarnych
tranzystorów mocy w.cz., a w szczególności przy użyciu
polowych tranzystorów mocy typu VMOS. Głównie
dzięki właściwościom tranzystorów VMOS wzmacniacze
klasy D i E znalazły bardzo szerokie zastosowanie w
praktyce i stały się głównym sposobem realizacji
rezonansowych wzmacniaczy mocy we wspomnianych
wyżej zakresach mocy i częstotliwości.
W porównaniu do wzmacniaczy klasy C, wzmacniacze
klasy D i klasy E charakteryzują się nie tylko większą
sprawnością energetyczną i lepszym wykorzystaniem
napięciowym i prądowym elementów aktywnych
(pozwala to na uzyskanie dużo większej mocy
wyjściowej przy tym samym elemencie aktywnym), ale
także mniejszą zawartością wyższych harmonicznych w
sygnale wyjściowym.
33
34
Wzmacniacz klasy D z komutacją napięcia:
a) stopień końcowy,
b) przebiegi czasowe w układzie
W czasie trwania ujemnego napięcia z układu
sterującego, tranzystor M1 zostaje załączony, a
tranzystor M2 wyłączony. Napięcie , pomniejszone o
niewielki spadek napięcia na przewodzącym
tranzystorze M2, zostaje podane na szeregowy
obwód rezonansowy W czasie trwania dodatniego
półokresu napięcia sterującego , następuje
wyłączenie tranzystora M1 oraz załączenie
tranzystora M2. W wyniku takiej pracy
tranzystorów, szeregowy obwód rezonansowy
zostaje pobudzony napięciem w kształcie
symetrycznej fali prostokątnej o wartości
międzyszczytowej U
DD
.
Szeregowy obwód rezonansowy, dostrojony do
częstotliwości sygnału sterującego, wydziela
pierwszą harmoniczną z przebiegu prostokątnego.
Przez tranzystory M1 i M2 przepływa prąd o kształcie
połówek sinusoidy oraz o wartości maksymalnej
ograniczonej rezystancją obciążenia.
35
36
Napięcie i prąd w obciążeniu
t
U
U
u
DS
DD
L
sin
2
2
min
t
R
U
U
i
Ls
DS
DD
L
sin
2
2
min
Moc użyteczna
P
U
U
R
L
DD
DS
Ls
2
2
2
2
min
Średnia wartość prądu dostarczonego z zasilacza
I
U
U
R
DD
DD
DS
Ls
2
2
2
min
Moc dostarczona z zasilacza
P
U
U
U
R
D
DD
DS
DD
LS
2
2
2
min
Sprawność wzmacniacza
P
P
U
U
L
D
DS
DD
1
2
min
R
Ls
– rezystancja obciążenia
szeregowego obwodu
rezonansowego
37
Wzmacniacz klasy D w.cz. z komutacją prądu:
a) stopień końcowy,
b) przebiegi czasowe w układzie
38
39
Napięcie i prąd w obciążeniu
Moc użyteczna
Średnia wartość prądu dostarczonego z zasilacza
Moc dostarczona z zasilacza
Sprawność wzmacniacza
t
U
U
u
DS
DD
L
sin
min
t
R
U
U
i
Lr
DS
DD
L
sin
min
P
U
U
R
L
DD
DS
Lr
2
2
2
min
I
U
U
R
DD
DD
DS
Lr
2
2
min
P
U
U
U
R
D
DD
DD
DS
Lr
2
2
min
Napięcie na dławiku w. cz.
u
U
U
t
DD
DS
1
2
1
min
sin
P
P
U
U
L
D
DS
DD
1
min
40
W praktyce, sprawność energetyczna opisanych wcześniej
wzmacniaczy klasy D sięga nieco powyżej 90 % przy
maksymalnej częstotliwości pracy nie przekraczającej na
ogół kilkunastu MHz. Dalsze zwiększenie sprawności
energetycznej oraz rozszerzenie zakresu
częstotliwościowego pracy uzyskano we wzmacniaczach
klasy E w. cz., dzięki wyeliminowaniu strat mocy
związanych z procesami załączania tranzystorów
(wzmacniacze klasy E z równoległym i szeregowym
kondensatorem) lub wyłączania tranzystora (wzmacniacze
klasy E z szeregową indukcyjnością). Wadą
niesymetrycznych wzmacniaczy klasy E jest dość duża
zawartość harmonicznych w sygnale wyjściowym, gdy
dobroć rezonansowego obwodu obciążającego jest mała,
co jest powodowane niesymetrycznym przeładowywaniem
tego obwodu. W celu wyeliminowania tej wady realizowane
są również przeciwsobne wzmacniacze klasy E w. cz.
41
Wzmacniacz e klasy E: a). z równoległą
pojemnością, b). z szeregową indukcyjnością
a
)
b)
42
Niesymetryczny wzmacniacz klasy E
z równoległym kondensatorem: a) stopień końcowy,
b) uproszczony model wzmacniacza, c) idealizowane
przebiegi czasowe w układzie
43
Na rysunku przedstawiono idealizowane przebiegi czasowe w układzie,
odpowiadające optymalnym warunkom pracy wzmacniacza, przy
których zostają całkowicie wyeliminowane straty mocy związane z
załączaniem tranzystora.
We wzmacniaczu tym straty mocy
związane z załączaniem tranzystora zostały wyeliminowane dzięki
odpowiednio dobranemu obwodowi drenowemu, który zapewnia, że
przejście tranzystora ze stanu odcięcia do stanu załączenia odbywa się z
pominięciem stanu aktywnego. Sprowadzenie tych strat do zera
wymaga jednoczesnego spełnienia warunków, aby napięcie drenu i
pochodna tego napięcia w chwili włączania tranzystora były równe zeru.
Jak pokazano na rysunku, spełnienie powyższych warunków powoduje,
że w chwili załączania tranzystora prąd drenu zaczyna łagodnie narastać
od zera, przy napięciu , co w efekcie prowadzi do wyeliminowania
procesu przejściowego. Aby uzyskać największą moc wyjściową
wzmacniacza, współczynnik wypełnienia prostokątnego przebiegu
sterującego powinien wynosić ½.
u
t
U
n
du
t
d
t
DS
DS
DS
t
n
2
0
0
2
n = 0, 1, ...
