WZMACNIACZE MOCY

1.Odprowadzenie ciepła z tranzystora mocy
2.Klasy pracy wzmacniaczy
3.Wzmacniacz ze sprzężeniem

transformatorowym

4.Przeciwsobne wzmacniacze klasy B i AB
5.Rozwiązania układowe wzmacniaczy klasy AB
6.Zasada pracy i ogólne własności wzmacniaczy

mocy klasy D

7.Zasada pracy i ogólne własności rezonansowych

wzmacniaczy mocy klasy C

8.Rezonansowe wzmacniacze w.cz. klasy D i klasy

E

1

2

I

C

I

Cmax

0

P

T

C

C

C

max

(

)

25

0

U

CE

I

B

P

2

Drugie

przebicie

U

CE max

r

CES

(

)

T

C

j

150

0

Użyteczny obszar charakterystyk wyjściowych tranzystora

bipolarnego we wzmacniaczu mocy

3

4

c

thj

c

j

C

R

T

T

P







max

max

j - złącze (junction)
c - korpus (case)
r - radiator (radiator)
a - otoczenie (ambient)

P

C

T

j

C

thj

R

thj c



C

thc

C

thr

R

thc r



R

thc a



R

thr a



T

c

T

r

T

a

( )

a

( )

r

( )

c

( )

j

Cieplny schemat zastępczy tranzystora























T

Q

C

P

T

R

th

th

max

max

max

max

C

th

a

j

P

R

T

T

T

















C

th

c

thj

a

thc

a

thr

r

thc

C

a

j

P

R

R

R

R

R

P

T

T



















||

Rezystancję i pojemność
cieplną definiujemy w
następujący sposób

Power Amplifier Classes

Class A: High linearity, low efficiency

Class B: High efficiency, low linearity

Class AB: Compromise between
Class A and B

5

Other classes: C, D, E, F

F

, G, H, S, XD

®

, T

®

6

Wzmacniacz w klasie A z obciążeniem transformatorowym:

CQ

CC

cm

cm

L

I

U

I

U

P

2

2

2

2

max







 

CQ

CC

C

CC

T

D

I

U

dt

t

i

U

T

P







0

1

 

2

max

max

2

1









D

L

P

P

%

50

max





7

8

u

i

'

u

i

"

T

1

T

2

U

CC

1

:

2

p

1

:

2

p

R

L

a)

b)

T

1

T

2

R

L

u

i

i

L

U

CC

U

CC

u

o

Uproszczone schematy ideowe przeciwsobnych
wzmacniaczy klasy B:
a) transformatorowego, b) beztransformatorowego

Push-Pull Stage



Gdy V

in

wzrasta (rys. b), Q

1

przewodzi i wymusza

dodatnią połówkę prądu do obciążenia R

L

.



Gdy V

in

maleje, Q

2

przewodzi i wymusza ujemną

połówkę prądu do obciążenia RL.

9

10

Prosta pracy i przebiegi czasowe prądów kolektorów tranzystorów przeciwsobnego

wzmacniacza w klasie B.





P

U I

U

I

L

cm cm

CEQ C

max

max





1

2

1

2







P

U

I

I

U

I

D

CC

C

CQ

CC

C

max

max

max







2

2





Moc wyjściowa przy pełnym wysterowaniu wynosi

Maksymalna moc dostarczona ze
źródeł zasilających wynosi

Maksymalna
sprawność
wzmacniacza klasy B





max

,

 

4

78 5%

11

Zależności mocy
dostarczonej, mocy
wyjściowej, mocy strat i
sprawności
od współczynnika
wystero-wania
wzmacniacza klasy B

12

Charakterystyka przejściowa układu bez wstępnej polaaryzacji

i ilustracja zniekształceń nielinowych

Zniekształcenia skrośne wzmacniacza klasy B

Improved Push-Pull Stage



With a battery of V

B

inserted between the bases of Q

1

and Q

2

, the dead zone is eliminated.

V

B

=V

BE1

+|V

BE2

|

13

Implementation of V

B



Since V

B

=V

BE1

+|V

BE2

|, a natural choice would be two

diodes in series.



I

1

in figure (b) is used to bias the diodes and Q

1

.

14

Addition of CE Stage



A CE stage (Q

4

) is added to provide voltage gain from

the input to the bases of Q

1

and Q

2

.

15

16

a)

b)

U

CC

U

CC

 U

CC

 U

CC

I

p

I

p

R

R

R

E

R

E

R

E

R

E

R

L

R

L

D

D

D

D

u

i

u

i

u

o

u

o

T

3

T

3

T

1

T

1

'

T

1

T

1

'

T

2

T

2

'

T

2

'

T

2

R

E3

R

Wzmacniacze mocy klasy AB z układami Darlingtona: a) przeciwstawny,

b) quasi-przeciwstawny

17

Wzmacniacze klasy D z

modulacją szerokości impulsów

1
2

3

5

4

Stopień

wyjściowy

klasy D

FDP

4

5

1

2

3

Komp

Zasada działania wzmacniacza klasy D

Z modulacją szerokości impulsów

18

Mostek typu H w stopniu końcowym
wzmacniacza klasy D

19

a)

M

1

M

2

Przełączanie prądu

Prąd obciążenia

ZZ

U

ZZ

U

Prąd obciążenia

Przełączanie prądu

M

1

M

2

M

3

M

4

ZZ

U

b)

Stopnie końcowe wzmacniacza klasy D: a) półmostkowy, b) pełny

mostek,

Wzmacniacze klasy D z modulacją szerokości
impulsów

20

Napięcia sterujące tranzystorami stopnia

końcowego

Górna gałąź

Dolna gałąź

ON

OFF

ON

OFF

DH

t

DL

t

Czas martwy górnej gałęzi

Czas martwy dolnej gałęzi

GS

u

21

REZONANSOWE WZMACNIACZE MOCY

WIELKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI

22

Porównanie klas pracy wzmacniacza od
A do C

Wzmacniacz klasy
C





23

+

-

u

i

u

S

 

u

t

i



U

BB

 0

u

O

+

-

C

L

element

wzmacniaj cy

ą

R

L



u

i

O

i

S

U

CC

 0

Schemat blokowy wzmacniacza

klasy C

We wzmacniaczu klasy C równoległy obwód rezonansowy L,
C, R

L

, pobudzany jest impulsem prądowym w kształcie

wycinka przebiegu kosinusoidalnego w postaci:















































t

t

t

I

i

om

O

dla

0

dla

cos

cos

cos

1

24

 

 

 

 









 

2

cos

1

1

2

sin

cos

cos

sin

cos

1

cos

sin

cos

1

cos

sin

2

1

1

0





































































k

dla

I

k

k

k

k

k

I

I

I

I

I

I

I

i

I

I

k

om

om

omk

om

om

om

om

om

o

CC

O













-

współczynniki rozkładu impulsu kosinusoidalnego

 



k



 

 

 

g

1

1

0













-

współczynnik kształtu















































t

t

t

I

i

om

O

dla

0

dla

cos

cos

cos

1

Impulsy prądu
kolektora (drenu),
stanowiące wycinki
przebiegi
kosinusoidalnego,
zostaną rozłożone w
szereg Fouriera:

25

30

60

90

120

 







150

180

0



1



2



0



3



4



5



6

g

1

1

0







0

01

.

05

.

04

.

03

.

02

.

0

04

.

08

.

 01

.

12

.

2

16

.

 

g

1



C

AB

B

A

Współczynniki rozkładu impulsu
kosinusoidalnego

26

27

Zależności energetyczne wzmacniacza
klasy C

28

30

60

90

120

150

180

0

0

02

,

10

,

08

,

06

,

04

,

122

05

,

055

,



4

 

 

2

2

0

1

P

I U

C

om CC













dla =1



 

2

2

0

P

I U

D

om CC







 

2

1

P

I U

L

om CC









 





05

1

, g 



Zależność mocy i sprawności od kąta

przepływu

29

Wnioski

• Przy stałej wartości szczytowej impulsu kosinusoidalnego prądu wyjściowego
oraz przy stałym współczynniku wykorzystania napięcia zasilającego , moc
wyjściowa rośnie, gdy kąt przepływu prądu wyjściowego rośnie

• Przy stałej wartości szczytowej impulsu prądu wyjściowego, moc dostarczona
rośnie, gdy kąt przepływu rośnie

• Przy stałej wartości współczynnika wykorzystania napięcia zasilania sprawność
wzmacniacza rośnie, gdy kąt przepływu maleje

• wymagania odnośnie dużej mocy wyjściowej i dużej sprawności są sprzeczne i w
warunkach rzeczywistych wymagany jest kompromis

W klasie A





























0

1

1

05

1







 

 

 







,

g

 

 

 













2

1

2

1

2

1

1

0

1















g

P

P

D

L

30

W klasie B







/ 2

















0

1

1

1

2

1

2

05

2































































,

U

U

I

R

I R

om

CC

om

L

om

L

I

U

R

P

I

U

U

R

P

I

U

U

R

g

om

CC

L

L

om

CC

CC

L

D

om

CC

CC

L









































































































   

1

1

2

2

0

2

1

2

1

2

2

2

2

2

1

2

2

4









31

R

B

 U

CC

a)

C

B

R

L

L

C

C

b

D

w cz

ł

. .

R

B

U

CC

C

B

R

L

L

C

C

b

D

w cz

ł

. .

b)

R

L

C

B

R

B

C

B

R

B

C

L

D

w cz

ł

. .

C

b

U

CC

c)

Rezonansowe wzmacniacze klasy

C: a) wzmacniacz w konfiguracji OE,
b) wzmacniacz w konfiguracji OB,
c) wzmacniacz przeciwsobny

REZONANSOWE WZMACNIACZE MOCY

W.CZ. KLASY D

32

Rezonansowe wzmacniacze klasy D i klasy E o mocy

wyjściowej do kilkuset [W] i częstotliwości kilkunastu

[MHz] są realizowane przy użyciu bipolarnych

tranzystorów mocy w.cz., a w szczególności przy użyciu

polowych tranzystorów mocy typu VMOS. Głównie

dzięki właściwościom tranzystorów VMOS wzmacniacze

klasy D i E znalazły bardzo szerokie zastosowanie w

praktyce i stały się głównym sposobem realizacji

rezonansowych wzmacniaczy mocy we wspomnianych

wyżej zakresach mocy i częstotliwości.

W porównaniu do wzmacniaczy klasy C, wzmacniacze

klasy D i klasy E charakteryzują się nie tylko większą

sprawnością energetyczną i lepszym wykorzystaniem

napięciowym i prądowym elementów aktywnych

(pozwala to na uzyskanie dużo większej mocy

wyjściowej przy tym samym elemencie aktywnym), ale

także mniejszą zawartością wyższych harmonicznych w

sygnale wyjściowym.

33

34

Wzmacniacz klasy D z komutacją napięcia:

a) stopień końcowy,

b) przebiegi czasowe w układzie

W czasie trwania ujemnego napięcia z układu

sterującego, tranzystor M1 zostaje załączony, a

tranzystor M2 wyłączony. Napięcie , pomniejszone o

niewielki spadek napięcia na przewodzącym

tranzystorze M2, zostaje podane na szeregowy

obwód rezonansowy W czasie trwania dodatniego

półokresu napięcia sterującego , następuje

wyłączenie tranzystora M1 oraz załączenie

tranzystora M2. W wyniku takiej pracy

tranzystorów, szeregowy obwód rezonansowy

zostaje pobudzony napięciem w kształcie

symetrycznej fali prostokątnej o wartości

międzyszczytowej U

DD

.

Szeregowy obwód rezonansowy, dostrojony do

częstotliwości sygnału sterującego, wydziela

pierwszą harmoniczną z przebiegu prostokątnego.

Przez tranzystory M1 i M2 przepływa prąd o kształcie

połówek sinusoidy oraz o wartości maksymalnej

ograniczonej rezystancją obciążenia.

35

36

Napięcie i prąd w obciążeniu





t

U

U

u

DS

DD

L







sin

2

2

min







t

R

U

U

i

Ls

DS

DD

L







sin

2

2

min



Moc użyteczna





P

U

U

R

L

DD

DS

Ls





2

2

2

2

min



Średnia wartość prądu dostarczonego z zasilacza





I

U

U

R

DD

DD

DS

Ls





2

2

2

min



Moc dostarczona z zasilacza





P

U

U

U

R

D

DD

DS

DD

LS





2

2

2

min



Sprawność wzmacniacza





 

P

P

U

U

L

D

DS

DD

1

2

min

R

Ls

– rezystancja obciążenia

szeregowego obwodu
rezonansowego

37

Wzmacniacz klasy D w.cz. z komutacją prądu:

a) stopień końcowy,

b) przebiegi czasowe w układzie

38

39

Napięcie i prąd w obciążeniu

Moc użyteczna

Średnia wartość prądu dostarczonego z zasilacza

Moc dostarczona z zasilacza

Sprawność wzmacniacza





t

U

U

u

DS

DD

L







sin

min







t

R

U

U

i

Lr

DS

DD

L







sin

min







P

U

U

R

L

DD

DS

Lr







2

2

2

min





I

U

U

R

DD

DD

DS

Lr







2

2

min





P

U

U

U

R

D

DD

DD

DS

Lr







2

2

min

Napięcie na dławiku w. cz.





u

U

U

t

DD

DS

1

2

1















min

sin









 

P

P

U

U

L

D

DS

DD

1

min

40

W praktyce, sprawność energetyczna opisanych wcześniej
wzmacniaczy klasy D sięga nieco powyżej 90 % przy
maksymalnej częstotliwości pracy nie przekraczającej na
ogół kilkunastu MHz. Dalsze zwiększenie sprawności
energetycznej oraz rozszerzenie zakresu
częstotliwościowego pracy uzyskano we wzmacniaczach
klasy E w. cz., dzięki wyeliminowaniu strat mocy
związanych z procesami załączania tranzystorów
(wzmacniacze klasy E z równoległym i szeregowym
kondensatorem) lub wyłączania tranzystora (wzmacniacze
klasy E z szeregową indukcyjnością). Wadą
niesymetrycznych wzmacniaczy klasy E jest dość duża
zawartość harmonicznych w sygnale wyjściowym, gdy
dobroć rezonansowego obwodu obciążającego jest mała,
co jest powodowane niesymetrycznym przeładowywaniem
tego obwodu. W celu wyeliminowania tej wady realizowane
są również przeciwsobne wzmacniacze klasy E w. cz.

41

Wzmacniacz e klasy E: a). z równoległą

pojemnością, b). z szeregową indukcyjnością

a
)

b)

42

Niesymetryczny wzmacniacz klasy E
z równoległym kondensatorem: a) stopień końcowy,
b) uproszczony model wzmacniacza, c) idealizowane
przebiegi czasowe w układzie

43

Na rysunku przedstawiono idealizowane przebiegi czasowe w układzie,
odpowiadające optymalnym warunkom pracy wzmacniacza, przy
których zostają całkowicie wyeliminowane straty mocy związane z
załączaniem tranzystora.

We wzmacniaczu tym straty mocy

związane z załączaniem tranzystora zostały wyeliminowane dzięki
odpowiednio dobranemu obwodowi drenowemu, który zapewnia, że
przejście tranzystora ze stanu odcięcia do stanu załączenia odbywa się z
pominięciem stanu aktywnego. Sprowadzenie tych strat do zera
wymaga jednoczesnego spełnienia warunków, aby napięcie drenu i
pochodna tego napięcia w chwili włączania tranzystora były równe zeru.
Jak pokazano na rysunku, spełnienie powyższych warunków powoduje,
że w chwili załączania tranzystora prąd drenu zaczyna łagodnie narastać
od zera, przy napięciu , co w efekcie prowadzi do wyeliminowania
procesu przejściowego. Aby uzyskać największą moc wyjściową
wzmacniacza, współczynnik wypełnienia prostokątnego przebiegu
sterującego powinien wynosić ½.

 





 

 

u

t

U

n

du

t

d

t

DS

DS

DS

t

n




























2

0

0

2

n = 0, 1, ...

