Instytut Systemów Łączności
Wydział Elektroniki
WOJSKOWA AKADEMIA TECHNICZNA
prowadzący:
por. mgr inż. PIOTROWSKI Zbigniew
WEL ISŁ ZRiWRE
konsultacje: czwartek godz. 16:30-18:00 p.104/47
tel. 0-501-334-151
SYSTEMY RADIOKOMUNIKACJI RUCHOMEJ
Przedmiot wybieralny
„Systemy łączności bezprzewodowej”
rok akademicki 2000/2001 grupa szkoleniowa: E-
45za, E-45zb
Organizacja zajęć
Cyfrowe przetwarzanie mowy. Przegląd metod
kodowania mowy
-
przetwarzanie wstępne
-
teoria próbkowania
-
kwantyzacja
-
pojęcie filtracji cyfrowej; filtry NOI, SOI
-
transformata Fouriera
-
algorytmy przetwarzania mowy
Wokodery LPC-10e, CELP, MELP, GSM 6.10
Algorytmy przetwarzania mowy:
PCM
– modulacja kodowo-impulsowa
DM
– modulacja delta
DPCM
– różnicowa modulacja kodowo-impulsowa
ADM
– adaptacyjna modulacja delta
ADPCM
– adaptacyjna różnicowa PCM
APC
– adaptacyjne kodowanie predykcyjne
SBC
– kodowanie na podpasma
CVSD
– modulacja DM o ciągłej zmianie
nachylenia
LPC
– liniowe kodowanie predykcyjne
MELP
– wokoder z pobudzeniem mieszanym
wokoder hybrydowy GSM
Przetwarzanie wstępne:
wybielanie wstępne
Cel:
zmniejszenie szybkości zmian gęstości widmowej mocy w funkcji
częstotliwości. Pomocne przy usuwaniu szumu addytywnego,
nieliniowości przetwarzania, modulacji skrośnej.
Przed rozpoczęciem analizy sygnału dobrze jest przeprowadzić wstępne
uwydatnienie lub wygładzenie większych częstotliwości widma. Ideałem
byłoby sprowadzenie widma sygnału do widma szumu białego (stała
gęstość widmowa) i dlatego proces ten nazywa się wybielaniem
wstępnym.
usuwanie trendu
Cel:
usunięcie liniowego lub wolnozmiennego błędu systematycznego
towarzyszącemu interesującemu nas przebiegowi. Trend jest
wprowadzany przez samą metodę zbierania lub zapisu danych i wyraża
się stałym, jednokierunkowym przesunięciem punktu odniesienia
zapisanej zmiennej.
Ważnym jest usunięcie trendu zanim sygnał poddamy operacji
całkowania np. przekształcenie Fouriera (wyznaczenie funkcji gęstości
widmowej mocy lub podobne obliczenia będą obarczone znacznym
błędem).
Usunięcie trendu: oszacowanie wartości średniej i odjęcie od
sygnału podczas przetwarzania wstępnego.
Prawo Shannona o przepływności kanału
telekomunikacyjnego:
C = W lg
2
(1+S/N)
C – przepływność kanału w bitach na sekundę
W – szerokość pasma przenoszenia sygnału w
Hz
S – moc sygnału użytecznego
N – moc szumu
Prawo Shannona a problem
próbkowania:
Jeśli funkcja f(t) nie zawiera częstotliwości wyższych niż W cykli
na sekundę (Hz), wówczas jest ona całkowicie określona przez
podanie jej rzędnych jako ciągu punktów oddzielonych od siebie
o czas równy okresowi 1/2W.
W celu osiągnięcia dokładnej reprezentacji sygnału analogowego
minimalna częstotliwość próbkowania powinna być co najmniej
dwa razy wyższa od składowej o najwyższej częstotliwości
sygnału oryginalnego.
częstotliwość Nyquista lub granica Nyquista
f
s
≥ 2f
N
Prawo Shannona a problem
próbkowania:
próbkowany sygnał analogowy
widmo częstotliwościowe
widmo próbkowane: f
s
>2f
m
– widmo powtarza się co
każde f
s
f
s
< 2f
m
– pasma częstotliwościowe nakładają się na siebie, co
powoduje interferencję sygnału wejściowego. Efekt ten nazywa
się aliasingiem, czyli utożsamianiem.
wpływ f
s
na sygnał wejściowy
dla różnych częstotliwości próbkowania sygnału sinusoidalnego
o częstotliwości f
a
gdy f
s
=2f
a
– próbkowanie na granicy Nyquista
wpływ f
s
na sygnał wejściowy
f
s
< 2f
a
łącząc między sobą miejsca próbkowania liniami prostymi
nie możemy osiągnąć żadnych cech oryginalnego sygnału
sinusoidalnego.
aliasing a filtracja dolnoprzepustowa
usunięcie wszystkich częstotliwości leżących powyżej f
m
(zmniejszenie szerokości pasma sygnału wejściowego)
wpływ f
s
na sygnał
wejściowy
f
s
>> f
a
– im stosunek częstotliwości jest większy, tym lepsza jest
dokładność reprezentacji cyfrowej sygnału wejściowego.
kwantyzacja:
Przedstawienie szeregu dyskretnych wartości próbek o
zmiennych amplitudach w postaci szeregu liczb
dyskretnych reprezentujących wartości tych amplitud.
proces jest przybliżeniem sygnału analogowego
wartości numeryczne skwantowanej zmiennej można
zakodować za pomocą kodu binarnego
wpływ kwantyzatora: x
q
(t)=x(t)+x
n
(t)
błąd kwantyzacji: E <= ½ * A/2
N
= +/- q/2
kwantyzacja
Funkcje jakie muszą być zrealizowane aby przetworzyć
sygnał analogowy w postać zrozumiałą przez DSP
kwantyzacja
Im więcej zastosujemy przedziałów, tym dokładniej opiszemy
wejściowy sygnał analogowy. Najczęściej systemy DSP
wykorzystują przetwarzanie a/c o 10-12 bitach. Oznacza to, że
sygnał wejściowy będzie mierzony z dokładnością 2
10
(1024) lub
2
12
(4096) poziomów.
Tak więc, jeżeli mamy sygnał wejściowy, którego amplituda
zmienia się w granicach od 0V do 5V, wówczas najmniej
znaczący bit (LSB), tzn. pojedynczy bit będzie odpowiadał
wartości 4.88 mV dla 10-bitowego przetwornika a/c i 1.22mV dla
12-bitowego przetwornika c/a.
dyskretne przekształcenie Fouriera:
DFT jest procedurą matematyczną używaną do wyznaczenia
zawartości harmonicznej, lub częstotliwościowej sygnału
dyskretnego. DFT pochodzi od ciągłego przekształcenia Fouriera
X(f):
dt
x(t)e
X(f)
j2π2π
DFT zapisujemy następująco:
1
0
/
2
)
(
)
(
N
n
N
nm
j
e
n
x
m
X
x(n) jest dyskretnym ciągiem próbkowanych wartości w dziedzinie
czasu, e – podstawa logarytmu naturalnego,
1
j
dyskretne przekształcenie Fouriera:
-3 dB
|A| (dB)
f (Hz)
tętnienia pasma
przepustowego
tętnienia pasma
zaporowego
filtracja cyfrowa
cechy idealnych filtrów cyfrowych
charakterystyka filtrów
cyfrowych:
-
charakterystyka amplitudowa
-
charakterystyka fazowa
-
odpowiedź impulsowa
typy filtrów: NOI, SOI
klasyfikacja algorytmów przetwarzania mowy:
KODOWANIE
PARAMETRYCZNE
(WOKODERY)
KODOWANIE
PRZEBIEGU
SYGNAŁU
W DZIEDZINIE
CZASU
W DZIEDZINIE
CZĘSTOTLIWOŚCI
HOMOMORFICZNE
LPC
FORMANTOWE
KANAŁOWE
BEZ PAMIĘCI:
PCM
Z PAMIĘCIĄ
Z PODZIAŁ
EM NA
PODPASMA:
SBC
APC
RÓWNOLEGŁE
SZEREGOWE
STAŁY
KROK
ZMIENNY
KROK
DPCM
DM
ADPCM
ADM
MPE
RPE
RELP
CELP
ACELP
VSELP
RCELP
MELP
FS1015 LPC-10e
female
FS1015 LPC-10e
male
FS1015 LPC-10e
music
femal
e
mal
e
musi
c
FS1016 CELP
female
FS1016 CELP male
FS1016 CELP
music
G.721 ADPCM
female
G.721 ADPCM
male
G.721 ADPCM
music
GSM 6.10 full rate
female
GSM 6.10 full rate
female
GSM 6.10 full rate
music
przykładowe nagrania dla podstawowych koderów mowy
PCM – modulacja kodowo-
impulsowa
wartość próbki sygnału jest przesyłana w postaci cyfry
wyrażonej w kodzie binarnym.
Sygnał analogowy podlega próbkowaniu i kwantowaniu, czyli
aproksymacji za pomocą przebiegu schodkowego o skończonej
liczbie przebiegów.
W następnym etapie realizuje się kodowanie wartości próbek za
pomocą k-pozycyjnego kodu binarnego. Poszczególne pozycje
(bity) kodu mogą przyjmować wartości 1 lub 0, które są
reprezentowane przez obecność lub brak impulsu na
odpowiedniej pozycji ciągu kodowego.
Impulsy te są przesyłane do kanału telekomunikacyjnego
bezpośrednio lub po zastosowaniu wtórnej modulacji ciągłej fali
nośnej.
Strona odbiorcza – dekodowanie liczb binarnych (przejście do
modulacji amplitudy impulsów), wydzielenie sygnału
modulującego za pomocą filtru dolnoprzepustowego
Przy kwantowaniu równomiernym, moc szumu wynosi:
E
2
= d
2
/12
Wymaganie: S/N=25dB (11 bitów – 2048 poziomów) przy
f
p
=8kHz przepływność binarna wynosi wówczas 88000 bit/s.
Wniosek: redukcja poziomów kwantowania.
Sposoby redukcji:
•
kompresor sygnału (dużo wzmacnia słabe sygnały i mało
wzmacnia sygnały silne)
•
koder nierównomierny
•
koder równomierny z małym krokiem kwantowania z
kompresorem cyfrowym
PCM – modulacja kodowo-impulsowa
PCM – modulacja kodowo-
impulsowa
Kodowanie i kwantowanie próbek sygnału w PCM
7
6
5
4
3
2
1
0
1 1 1
1 1 0
1 0 1
1 0 0
0 1 1
0 1 1
1
0 0
0
0
0
1 0 0 1
1
0
0
1 1 1
1 1
0 1 1
0
0 0
0 0 1
1
0
0
Kod
dwójko
wy
Nr przedziału
4
5
7
6
5
0
1
2
Sygnał
0
Sygnał
Sygnał
0
t
t
t
PCM
PAM
PAM
t
t
fg
fg
KODER
DEKODER
fp>2fg
PCM – modulacja kodowo-
impulsowa
zasada pracy systemu z modulacją impulsowo-kodową
modulacja
delta
1
1 1
1
1
1
0
0
0
0
0
1
1
0
y(t)
x(t)
1
2
3
4
5
6
7
t
t
modulacja
delta
pozwala na wyeliminowanie niektórych bitów nadmiarowych
mniej wrażliwa na błędy kanału transmisyjnego
używamy częstotliwości o wartości 1/n w stosunku do
częstotliwości wymaganej przez PCM (n – liczba
bitów wymaganych przez metodę PCM)
dwie podstawowe przyczyny błędów: przeciążenie
nachylenia i ziarnistość
KWANTYZER
J EDNOBITOWY
UKŁAD
PROGNOZUJ ACY
PIERWSZEGO
RZĘDU
UKŁAD
PROGNOZUJ ACY
PIERWSZEGO
RZĘDU
x(n)
+
-
x'(n)
d(n)
e(n)
kanał
y'(n)
z(n)
+
+
+
+
s(n)
t
t
modulacja delta przy pojawieniu się ziarnistości związanej ze zbyt
dużym
rozmiarem kroku
modulacja typu delta przy pojawieniu się przeciążenia nachylenia
związanego ze zbyt małym rozmiarem kroku
modulacja
delta
DPCM – różnicowa PCM
lepszy stosunek S/N – wyższa jakość sygnału
wyjściowego
DPCM zakłada kwantyzację jedynie różnicy miedzy
sygnałami , a nie wielkości absolutnych, wprowadza
mniejszy błąd kwantyzacji
Modulator i demodulator dla różnicowej metody PCM
KWANTYZATOR
(p POZIOMÓW)
UKŁAD
PROGNOZUJ ACY
UKŁAD
PROGNOZUJ ACY
x(n)
+
-
x'(n)
d(n)
kanał
y'(n)
z(n)
+
+
+
+
s(n)
y(n)
DPCM – różnicowa PCM
Ogólna postać węzła prognozującego DPCM może być wyrażona
następującym równaniem:
gdzie h
R
jest zbiorem współczynników prognozowania. Zauważymy, że
jeśli , a pozostałe współczynniki są równe zeru, wówczas mamy do
czynienia z modulatorem typu delta.
)
(
)
(
1
'
R
n
s
h
n
x
N
R
R
BUFOR
KWANTYZATOR
/KODER
DEKODER
PROGNOZOWANIE
POZIOMU
PROGNOZOWANIE
POZIOMU
KWANTYZATOR
/KODER
PROGNOZOWANIE
POZIOMU
DEKODER
PROGNOZOWANIE
POZIOMU
x(n)
x(n)
y(n)
y(n)
AQF
AQB
DPCM – różnicowa PCM
modulacja i demodulacja typu DPCM-AQF i
DPCM-AQB
ADPCM – adaptacyjna
DPCM
KONWERSJ A
FORMATU
OBLICZANIE RÓŻ
NICY
KANTYZATOR
ADAPTACYJ NY UKŁ
AD PROGNOZUJ Ą
CY
KWANTYZATOR
WSPÓŁCZYNNIK
SKALUJ ĄCY
ADAPTACJ A
STEROWANIE
SZYBKOŚCIĄ
ADAPTACJ I
INWERSYJ NY
KWANTYZATOR
ADAPTACYJ NY
KODER
x(n)
x'(n)
d(n)
y(n)
a(n)
r(n)
r(n)
d'(n)
+
+
Obliczanie sygnału
zrekonstruowanego
S (n)
e
x''(n)
INWERSYJ NY
KWANTYZATOR
ADAPTACYJ NY
ADAPTACYJ NY UKŁ
AD PROGNOZUJ Ą
CY
KWANTYZATOR
WSPÓŁCZYNNIK
SKALUJ ĄCY
ADAPTACJ A
STEROWANIE
SZYBKOŚCIĄ
ADAPTACJ I
OBLICZANIE SYGNAŁU
ZREKONSTRUOWANEGO
KONWERSJ A
FORMATU
NASTRAJ ANIE
KODOWANIA
SYNCHRONICZNEGO
y(n)
DEKODER
d'(n)
S (n)
e
S (n)
p
z(n)
S (n)
o
r(n)
a(n)
r(n)
CVSD – DM z ciągłą zmianą nachylenia
ADAPTACJ A
ROZMIARU
KROKU
KODER
KWANTYZATOR
UKŁAD
PROGNOZUJ ĄCY
n
Kanał
y(n)
+
x'(n)
x''(n)
x(n)
KODER
ADAPTACJ A
ROZMIARU
KROKU
DEKODER
UKŁAD
PROGNOZUJ ĄCY
y'(n)
n
+
+
y''(n)
DEKODER
DECYMACJ A
DECYMACJ A
KODOWANIE
1
KODOWANIE
n
Mux
DEKODOWANIE
1
DEKODOWANIE
n
INTERPOLACJ A
INTERPOLACJ A
Demux
1
n
+
+
1
n
y(n)
x(n)
SBC - kodowanie podpasmowe
wokoder kanałowy
Detekcje
tonów
wysokich
Prostownik
a/c
Prostownik
a/c
Detekcje dź
więków głoś
nych
1
16
Mux
Wyjście
Wejście
a/c
a/c
Częstotliwoś
ć tonów
wysokich
Informacje o
dźwiękach gł
ośnych
Źródlo
szumów
Źródło
impulsów
x
x
Zsyntezowany
sygnał mowy
Demux
Wejście
cyfrowe
1
16
+
+
512 punktowe
FFT
Moduł w
postaci
logarytmicznej
IFFT
x
x(n)
Analizator
c(n)
512 punktowe
FFT
IFFT
Postać wykł
adnicza
Splot
Generator
pobudzający
c(n)
Syntezator
Parametry
pobudzenia
x(n)
wokoder
homomorficzny
Formant-1
Formant-2
Formant-3
Nadajnik
Kanał
Mowa
Generator 1
Generator 2
Generator 3
Nadajnik
Kanał
Mowa
wokoder
formantowy
u(n) =-
p=1
p
a
p
u(n-p)
wokoder liniowej predykcji LPC
a - współczynniki predykcji,
p = 1,2,...,P, P- rząd
predykcji,
p
Liniowy
predyktor
rzędu p
p=1
P
a
p
u(n-p)
k
v(n)
u(n)
-
~
u
wokoder liniowej predykcji LPC
Podział na ramki
o długości 22,5
ms
Analiza sygnału
mowy 10-tego rzędu
Obliczanie współ
czynnika
wzmocnienia
fragmentu mowy
Analiza dźwięczności
fragmentu mowy
K
O
D
E
R
M
U
L
T
I
P
L
E
K
S
E
R
Synchronizacja
Liczba bitów
Wejście sygnału
mowy
m
7
w
5
10k
i
wyjście mowy
syntetycznej
54 bity
A N A L I Z A
Generator impulsów
fragmentów dźwię
cznych mowy
Generator szumu biał
ego fragmentów
bezdźwięcznych
mowy
LPC
filtr 10-tego
rzędu
Demultiplekser
Dekoder
Wejście sygnału
mowy
Informacja o dźwięczności fragmentu mowy
Wyznaczanie współczynnika wzmocnienia
10k
i
Wyjscie mowy
syntetycznej
S Y N T E Z A
Filtr
dolnoprzepustowy
4 kHz
A/C
Filtr
preemfazy
Filtr
LPC
Filtr
dolnoprzepustowy
Koder
RPE
Obliczanie
parametrów
filtru LPC
+
Układ LTP
M
U
L
T
I
P
L
E
K
S
E
R
.
.
8 kHz
.
.
.
.
.
.
.
Sygnał
zakodowany
13 kbit/s
LPC
LTP
RPE
2 parametry LTP
8 parametrów LPC
Sygnał mowy
.
wokoder GSM
Dekoder
RPE
Moduł
LTP
Odwrotny
filtr LPC
Filtr
deemfazy
Sygnał
mowy
104 kbit/s
Próbki
sygnału
8.8 kbit/s
Parametry
modułów
4.2 kbit/s
.
.
generator
szumu
filtr
przeciwszumowy
generator
impulsów
jitter
impulsów
filtr
filtr traktu
głosowego
filtr
adaptacyjny
dyspersja
impulsów
mowa
syntezowana
wokoder MELP
G
G
1
A(z)
1
P(z)
.
.
.
.
.
+
Stały zbiór
sygnałów
pobudzeń
Wzmocnienie
Filtr LTP
Adaptacyjny zbiór sygnałów
pobudzeń
WE
sygnał mowy
-
Pętla optymalizacyjna
wokoder CELP
techniki kodowania sygnału mowy
metoda kodowania
przepływność binarna (kbit/s)
liniowa PCM
80 - 120
kompandowana PCM
50-100
modulacja delta
50-80
DPCM (differential PCM)
40-80
ADM (adaptative delta modulation)
16-40
koder pasmowy (subband coder)
10-32
ATC (adaptive transform coder)
8-32
APC (adaptive predictive coder)
8-32
MPLPC (multi-pulse excited LPC)
8-16
CELP (code excited LPC)
4-16
SEV (self-excited vocoder)
4-16
LPC wokoder (m.in. MELP)
0.6-2.4
dziękuję za
uwagę !