1

 
 
 

V. Tranzystory polowe/unipolowe 
 

 

„

 

FET –  zasada działania 

 

 

l

S

i

E = U

DS

h

w

kanał typu n

D

i

V

G

„–”

n

n

p

n

>>

n

n

p

n

≈

gate

 

Rys. 5.1 

• 

Prąd w obwodzie

 

o

R

E

i

=

 

 

 

 

 

 

 

 

(5.1) 

 

 

w

h

l

N

q

1

w

h

l

1

w

h

l

R

n

o

⋅

⋅

⋅

µ

⋅

=

⋅

⋅

σ

=

⋅

⋅

ρ

=

  

(5.2)

 

stąd

 

w

1

~

R

o

 

 

 

 

 

 

 

 

(5.3) 

• 

 

S

D

S

D

S

D

V

1

V

G

−

=

0

V

G

=

V

3

V

G

−

=

 

Rys 5.2 

 

2

„

 

Klasyfikacja

 

 

• 

Klasyfikacja 3- warstwowa 

 

FET

złącze

JFET

z izolowaną

bramką

IGFET

ze złączem p-n

PNFET

ze złączem m-s

MESFET

MIS, MISFET

MOS, MOSFET

ciekowarstwowy

          TFT

GaAs

kanał „n”

kanał „p”

I

II

III

sposób

izolacji

rodzaj

kanału

technologia

kanału

kanał n

kanał p

kanał

zaindukowany

(SCMOS)

kanał

wbudowany

(BCMOS)

praca z kanałem

wzbogacanym

(EMOS)

praca z kanałem

zubożanym

(DMOS)

Rys. 5.3

 

 

• 

Typ tranzystora a rodzaj izolacji

 

 

 

typ tranzystora

izolacja

MOS, MIS

dielektryk

JFET

złącze p-n

złącze m-s

MESFET

 

 

 

3

„

 

MOS 

 

- 

kanał indukowany 

- 

normalnie wyłączony 

- 

pracujący ze wzbogaceniem 

 

D

S

G V

G

 = 0

m

1

L

µ

<

+

n

+

n

p

B

D

S

V

G

 > 0

+

n

+

n

p

B

D

i

kanał

(stan inwersji)

EMOS

S

G

D

B

2

0

Si

(substrate)

 

 

 

 

 

 

Rys. 5.4 

 
 

„

 

MOS 

 

- 

kanał wbudowany 

- 

normalnie  załączony 

- 

pracujący ze zubożaniem 

  

D

S

G

+

n

+

n

p

B

D

i

kanał

D

S

V

G

 < 0

+

n

+

n

p

B

S

B

G

DMOS

D

 

 

 

 

 

 

 

Rys. 5.5 

„

 

„Elektryczna” regulacja wartości napięcia 
progowego

 

 

(

)

( )

BS

p

BS

p

u

A

0

U

u

U

⋅

+

=

   

 

(5.4)

 

 

 

6

 

 

 

„

 

Charakterystyki statyczne idealnego MOS

 

 
 

• 

Zakresy pracy i zależności

 

analityczne 

 

0

i

D

=

zakres odcięcia

p

GS

U

u

<

(5.5)

zakres przewodzenia

p

GS

U

u

≥

zakres pentodowy

zakres triodowy

(nienasycenia)

p

GS

GS

U

u

u

−

<

p

GS

GS

U

u

u

−

≥

(

) (

)

















−

−

=

2

u

u

U

u

B

u

,

u

i

2

DS

DS

p

GS

DS

GS

D

(5.6)

(

)

(

)

2

p

GS

GS

D

U

u

2

B

u

i

−

=

(5.7)

 

 

• 

Parametr materiałowy B

 

 

 

ox

ox

o

o

ox

o

t

L

W

L

C

W

B

⋅

ε

⋅

ε

⋅

⋅

µ

=

⋅

⋅

µ

=

 

 

 

(5.8)

 

 

tzn.

 

L

W

~

B

 

 

o

~

B

µ

 

• 

Postać graficzna modelu

 

 

Charakterystyki wyjściowe i

D

(u

DS

) 

 

 

 

7

 

 

 

Rys. 5.6 

Charakterystyki przejściowe 

 

Rys. 5.7 

• 

Kształt kanału dla różnych zakresów pracy 

 

Zał:

 

const

u

GS

=

 

var

u

DS

=

 

 

• 

Zakres triodowy: małe wartości u

DS

 

 

 

Rys. 5.8a 

• 

Zakres triodowy: większe wartości u

DS.

 

 

 

Rys. 5.8b 

 

 

8

 

 

 

 

• 

Granica zakresu triodowego i pentodowego 

 

 

Rys. 5.8c 

 

„

  Charakterystyki statyczne rzeczywistego 

MOS

 

 

• 

Modulacja ruchliwości nośników 

 

 

(

)

p

GS

o

U

u

1

−

⋅

Θ

+

µ

=

µ

   

 

      

(5.9) 

       gdzie: 
 

     

Θ

 

- parametr modelu  

 

     Stąd modyfikacja parametrem B w którym 

0

µ

 

należy 

zastąpić przez 

µ   

 

• 

Modulacja długości kanału (zakres pentodowy)

 

 

 

(

) (

)

(

)

[

]

DSSAT

DS

2

p

GS

DS

GS

D

u

u

1

U

u

2

B

u

,

u

i

−

γ

+

⋅

−

=

   

(5.10) 

 

 
gdzie: 

 

 

γ

     - parametr modelu 

 

 

γ

1

  - sens analogiczny jak napięcie Early’ego w 

BJT 

 

9

 

 

 

• 

Praca w zakresie podprogowym (odcięcia) 

 

g

D

i

i

=

D

G

S

B

+

n

p

GS

U

u

<

p

GS

U

u

≈

dla

DS

D

u

exp

~

i

składowa dyfuzyjna 

!

+

n

• 

Przebicie bramka – podłoże (warstwy izolatora Si0

2

)

     

max

GS

U

 – typowo kilkadziesiąt voltów

• 

Przebicie lawinowe    złącza   dren-podłoże

typowo mierzy się 

DSO

U

tzn. przy 

0

u

GS

=

 

 

 

 

 

 

Rys. 5.9 

 

„

  Wielkosygnałowy dynamiczny model MOS

 

 

• 

Należy uzupełnić model stałoprądowy o pojemności (rys 

5.10) 

GDE

C

GSE

C

ox

C

( )

u

C

j

G

C

S

D

G

(

)

DS

GS

D

u

,

u

i

ox

t

B

„-”

„+”

SB

C

DB

C

ox

ox

o

ox

t

C

ε

ε

=

 

 

 

 

 

 

Rys. 5.10 

 

8

 

 

 

Trzy grupy pojemności

 

 

• 

Nieliniowe pojemności złączowe (pasożytnicze) 
  

SB

SB

u

~

C

DB

DB

u

~

C

typowo kilka pF

 

 
Typowo „

S

” zwarte z „

B

” 

⇒

0

C

SB

→

 

 

 

 

 

          

→

DB

C

 

pojemność wyjściowa  

• 

Liniowe  pojemności  nakładki  metalowej  elektrody bramki na 

 

    obszary źródła i drenu (pasożytnicze)

 

   

x

GDE

GSE

t

1

~

C

,

C

 

 

 

szczególnie szkodliwa, jest powodem sprzężenia zwrotnego 

między wyjściem (dren) a wejściem (bramka)  

!

 

 

9

 

 

 

• 

Nieliniowa pojemność bramki (rys. 5.10)

 

 

(

)

sygn

GB

G

f

,

u

f

C

=

 

 

założenie   

 

    Rozważamy 

nEMOS

 (kanał 

n

, normalnie OFF) 

 

 

g

C

ox

C

.

cz

.

m

.

cz

.

w

p

U

G

u

x

ox

o

ox

t

C

ε

⋅

ε

=

stan

akumulacji

stan

zubożenia

stan

inwersji

ox

C

( )

u

C

j

( )

( )

u

C

C

u

C

C

j

ox

j

ox

+

⋅

Dyspersja częstotliwościowa pojemności bramki

 

 

Rys. 5.11 
Uwaga 

 

 

Pojemność 

ox

C

 jest pojemnością użyteczną, gdyż  

 

ox

C

~

B

 

!

 

 

10

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ma mieć dużą wartość 

 

11

 

 

 

• 

Postać modelu 

 

GS

u

GSE

G

GS

C

C

C

+

=

(

)

DS

GS

D

u

,

u

i

GDE

C

D

S

DB

C

G

DS

u

 

Rys. 5.12 

 
 Typowe 

wartości pojemności 

 

pF

30

5

C

G

÷

=

 

pF

1

C

,

C

GSE

GDE

<

 

pF

5

2

,

0

C

DB

÷

=

 

 
 
 

 

12

 

 

 

„

  Model małosygnałowy MOS (m-cz)

 

 

• 

Zasada tworzenia – podana wcześniej (rozdz. I)

 

• 

Określa się dla zakresu nasycenia, głównie konfiguracja WS

 

• 

Z modelu stałoprądowego (nasycenie)

 

 

(

)

2

p

GS

D

U

u

2

B

i

−

=

 

 

Można napisać dla małych amplitud    

 

 

 

 

gs

m

d

U

g

I

⋅

=

  

 

 

            

(5.11) 

 

• 

Transkonduktancja 

m

g

 

 

 

(

)

D

p

GS

GS

D

m

Bi

2

U

u

B

du

di

g

=

−

=

=

           (5.12) 

 

typowo  

mS

1

3

.

0

g

m

÷

=

 

• 

Schematy zastępcze 

 

gs

U

gs

m

U

g

⋅

ds

U

G

D

d

I

S

MOS idealny

gs

U

gs

m

U

g

⋅

ds

U

G

D

d

I

S

MOS rzeczywisty

ds

r

 

 

Rys. 5.13 

 

Dla rzeczywistego MOS  

 

ds

ds

gs

m

d

U

g

U

g

I

⋅

+

⋅

=

                             (5.13) 

 
     

MOS idealny 

gdzie  

 

D

DS

D

ds

i

du

di

g

⋅

γ

=

=

  

 

 

 

            (5.14) 

Nachylenie ch-ki 

wyjściowej (wzór 5.10)

 

 

13

 

 

 

„

  Model małosygnałowy MOS (m.cz.)

 

 

• 

Małosygnałowy model m.cz. należy uzupełnić o 

pojemności: 

Æ

 

pojemność bramki – 

g

C

 

Æ

 

pojemność warstwy opróżnionej dren-podłoże –  

db

C

 

Æ

 

pojemności pasożytnicze wynikające z nakładki 
powierzchni bramki nad źródło i dren –  

gde

,

gse

C

C

 

• 

Schemat zastępczy

 

gs

U

gs

m

U

g

⋅

ds

U

gde

C

db

C

gs

C

widać tylko

pojemność 

!

g

gse

gs

C

C

C

+

=

 

 
 

• 

Właściwości częstotliwościowe 

 

Częstotliwość charakterystyczna

 

=

m

f

 częstotliwość    przy   

której   moduł   amplitudy  prądu  wejściowego o charakterze 
pojemnościowym jest równy modułowi amplitudy prądu  źródła 
sterowanego w obwodzie wyjściowym, tj.  

 

gs

m

gs

gs

m

U

g

U

C

f

2

⋅

=

⋅

⋅

⋅

π

          (5.15) 

 

Po podstawieniu odpowiednich zależności i przekształceniach, 
dla dowolnego typu przewodnictwa w kanale otrzymujemy 

 

2

p

GS

m

L

2

U

u

f

⋅

π

−

⋅

µ

=

   

 

            (5.16) 

 gdzie: 
 

 

L

 – długość kanału 

 

• 

Wniosek: 

C

zęstotliwość charakterystyczna jest większa dla 

nMOS-ów

 w porównaniu z 

pMOS-ami

, ze względu 

na około trzykrotnie większą wartość ruchliwości 
elektronów w porównaniu z dziurami. Także istotny 

def

.

 

Rys. 5.14 

 

14

 

 

 

jest wpływ długości kanału – im krótszy kanał, tym 

większa 

m

f

. 

„

  MOS – wpływ temperatury

 

 

• 

Temperatura wpływa na parametry

 

 

B

p

U

oraz

 

• 

Zależność B(T) wynika z zależności 

( )

T

µ

, stąd  

 

κ

−

T

~

B

  

   

 

 

            (5.17) 

 

tutaj 

1

≈

κ

 (wpływ międzypowierzchni na mechanizm 

rozpraszania nośników) 

 

• 

Napięcie progowe zależy liniowo od temperatury  

 

( )

( )













∆

⋅

+

⋅

=

T

dT

dU

1

T

U

T

U

p

0

p

p

 

 

  (5.18) 

 gdzie 

wartość współczynnika termicznego 

 

 

 

 

K

/

mV

kilka

dT

dU

p

−

=

 

• 

Wpływ temperatury na statyczną charakterystykę 

(

)

GS

D

u

i

 

1

T

2

T

>

.

komp

I

D

1

T

2

T

2

p

U

1

p

U

D

i

GS

u

korzystne 

!

TÊ to i

D

Ì

punkt

autokompens.

 

Rys. 5.15 

 

15

 

 

 

 Uwaga 

!

 punkt 

autokompensacji 

!

 

JFET 

 

„

  Budowa

 

 

• 

Elektroda bramki

 JFET’a 

jest oddzielona od kanału za pomocą 

zaporowo  spolaryzowanego złącza 

p-n

.

 

• 

Szkic przekroju 

JFET

 z kanałem 

n

 oraz symbole

 

 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

 

Rys. 5.16  

• 

Przy braku polaryzacji kanał jest przewodzący 

• 

Konduktywność kanału otwartego 

(

)

0

u

GS

=

  

 

L

w

~

L

W

N

q

a

2

G

n

D

n

0

⋅

µ

µ

=

             (5.19) 

 gdzie: 
 

 

D

N

- koncentracja domieszki donorowej w kanale 

 

 

n

µ

 - ruchliwość elektronów 

 

 

w

  - szerokość kanału 

+

n

+

n

+

p

L

a

2

n

+

p

S

G

D

S

G

D

„n”

S

G

D

„p”

(dolna bramka)

 

16

 

 

 

 

 

 Stąd dla małej wartości 

0

u

DS

→

  

 

DS

0

D

u

G

i

⋅

=

 

 

 

            (5.20) 

„

  Charakterystyki statyczne

 

 

• 

Podział na zakresy pracy i wzory opisujące podstawowe 

charakterystyki 

JFET

 są w przybliżeniu takie jak dla 

MOS

 

• 

Charakterystyki przejściowe w zakresie nasycenia 

 

(

)

(

)

2

p

GS

2

p

GS

DSS

GS

D

U

u

2

B

U

u

1

I

u

i

−

=















−

=

         (5.21) 

 

DSS

I

- nowy parametr (o innym wymiarze 

! 

) 

 

=

DSS

I

  prąd drenu płynący przy 

0

u

GS

=

 

 

p

0

DSS

U

B

G

2

1

I

⋅

⋅

⋅

−

=

 

 

 gdzie: 

 

0

G

 - konduktancja otwartego kanału  

 

 

• 

Typowa zależność 

(

)

GS

D

u

i

 pokazano na rys. 5.17 

 

D

i

GS

u

p

U

−

DSS

I

 

Rys. 5.17 

def.

 

 

17

 

 

 

• 

Napięcie progowe 

 

0

D

2

p

2

N

a

q

U

ε

⋅

ε

⋅

⋅

−

=

 

   

 

(5.21) 

 

gdzie 

a  oznacza połowę szerokości kanału (mierzoną w głąb 

struktury). 

 

• 

Charakterystyki wejściowe 

 

Są inne niż dla tranzystorów 

MOS.  Charakterystyki 

(

)

GS

G

u

i

 

JFET  są analogiczne jak dla złącza p-n spolaryzowanego 
zaporowo (prąd generacyjny) stąd  
przebicie bramki JFET’a 

⇒

 przebicie lawinowe złącza p-n  

 

typowo

  

  

 

 

→

G

i

 

rzędu nA 

 
„

  Inne uwagi

 

 

• 

w 

JFET’ach występuje efekt modulacji długości kanału 

• 

w 

JFET’ach  nie występuje efekt modulacji ruchliwości 

nośników 

• 

model małosygnałowy ma postać identyczną jak dla tranzystora 

MOS 

!

 

 

18

 

 

 

„

  Porównanie właściwości tranzystorów 

bipolarnych i polowych

 

 

• 

W tranzystorach polowych prąd związany jest z ruchem nośników 

większościowych, natomiast w tranzystorach bipolarnych główną rolę w 
przepływie prądu odgrywają nośniki mniejszościowe wprowadzone z 
emitera do bazy i transportowane przez bazę do złącza kolektorowego. 

• 

Dla tej samej wartości prądu polaryzującego transkonduktancja (bo do niej 

jest proporcjonalnie wzmocnienie napięciowe stopnia wzmacniającego na 
pojedynczym tranzystorze) tranzystora bipolarnego jest do kilkuset razy 
większa niż tranzystora polowego. 

• 

Rezystancja wejściowa tranzystorów polowych jest pięć do sześciu 

rzędów większe niż dla tranzystorów bipolarnych. 

• 

Przeciętnie tranzystory bipolarne mają częstotliwości graniczne większe 

niż przeciętne tranzystory polowe. 

• 

Istotne znaczenie ma zakres napięć, w których tranzystor jest elementem 

aktywnym. Minimalnie napięcie na wyjściu tranzystora bipolarnego, przy 
którym przechodzi on w obszar nasycenia wynosi od 100 do 200 mV. Dla 
tranzystorów polowych przejście w obszar triodowy zachodzi dla napięć 
rzędu kilku voltów.  

Maksymalne napięcie wyjściowe związane jest ze zjawiskami przebicia i jest większe w tranzystorach bipolarnych. 

Reasumując: w tranzystorach bipolarnych użyteczny zakres napięć 
odpowiadający pracy w obszarze aktywnym jest zdecydowanie większy. 

• 

Tranzystory polowe wnoszą mniejsze zniekształcenia sygnałów 

harmonicznych. Dotyczy to głównie zniekształcenia trzeciego rzędu, gdyż 
charakterystyki tranzystorów polowych są bardzo zbliżone do zależności 
kwadratowej. 

• 

Przełącznik typu 

CMOS zapewnia znacznie mniejszy pobór mocy w 

stanach ustalonych aniżeli przełącznik na tranzystorze bipolarnym. 
Natomiast szybkość działania przełącznika bipolarnego jest nieco większa 
niż przełącznika polowego.   

 
         

 

19

 

 

 

MOSFET 

 

„

  Rozważa się tranzystory z kanałem n (n-MOS) 

tzn. podłoże jest typu p 

 

„

  MOS - 

kanał indukowany 

- 

normalnie wyłączony 

- 

pracujący ze wzbogacaniem 

 

D

S

G V

G

 = 0

m

1

L

µ

<

+

n

+

n

p

B

D

S

V

G

 > 0

+

n

+

n

p

B

D

i

kanał

(stan inwersji)

2

0

Si

(substrate)

2

0

Si

S

G

D

B

symbol

 

„

  MOS - 

kanał wbudowany 

- 

normalnie  załączony 

- 

pracujący ze zubożaniem 

 

 

D

S

G

+

n

+

n

p

B

D

i

kanał

D

S

V

G

 < 0

+

n

+

n

p

B

S

B

G

D

symbol

D

i

 

 

(

)

( )

BS

p

BS

p

u

A

0

U

u

U

⋅

+

=

   

 

(5.4) 

 
Taka sytuacja ma miejsce w układach scalonych 

   

 

 

 

 

EMOS

DMOS

Rys. 5.4

 

Rys. 5.5

 

!

 

20