Repetytorium dyplomowe 

AUE I     &     AUE II 

Sylwia Borcuch 

Przemysław Stolarz 

AUE I 

 
1.

Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora  

N-MOS w obszarze liniowym 

 
 

 
obowiązuje w przedziale napięć: 
 

 

 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

dla UGS > UT    i    UDS > UGS –UT 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

dla UGS > UT     i     0 < UDS < UGS –UT

 

 

AUE I 

1/47 

Elementy i układy elektroniczne str. 102 

 
2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora                

MOSFET można wyznaczyć przy:  

 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

składowej stałej napięcia UDS = UGS – UT 

 
POPRAWNA odpowiedź: 

składowej stałej napięcia UDS = const 

 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 98 

2/47 

 
3. Częstotliwość graniczną fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy: 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem dla 

składowej zmiennej 
 

POPRAWNA odpowiedź: 

składowej zmiennej napięcia Uds = 0 

 
 
Częstotliwość odcięcia (cut-off) jest częstotliwością przy której prąd 
wejściowy jest równy prądowi źródła sterowanego tranzystora przy 
zwartym wyjściu. 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 109 

3/47 

 
4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego  
w konfiguracji OE: 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

przecinają się z osią UCE w początku układu 

współrzędnych IC=f(UCE) 
  

POPRAWNA odpowiedź: 

ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe 

tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią Uce w punkcie Uan, 
gdzie Uan to napięcie Early’ego.  
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 71 

4/47 

 
5. Dla małosygnałowego modelu tranzystora bipolarnego: 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

zwarciowy współczynnik wzmocnienia 

prądowego β wyznacza się przy galwanicznym zwarciu na wyjściu 
kolektora z emiterem 
 
 
 
 

 
 
 

POPRAWNA odpowiedź: 

konduktancja wejściowa 

 
jest  dużo większa niż konduktancja wyjściowa  
  
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne  

str. 80-81, 84  

5/47 

 
6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora 
bipolarnego zachodzą relacje: 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

fβ < fα < fT 

 
 

POPRAWNA odpowiedź: 

fβ < fT < fα  

 
 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 86 

6/47 

 
8. Proste (Rys.1) i kaskodowe (Rys.2) lustro prądowe na tranzystorach 
bipolarnych. 
 
 
 
 
 

 

Minimalne napięcia wyjściowe w tych lustrach w przybliżeniu wynoszą: 
                Rys.1Rys.2 
 
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź:  

Rys.1) UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V 

Rys.2) UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V 

 
  
 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 164, 169 

7/47 

 
11. We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy 
oddziaływania zwrotnego z wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE 
(Rys.5) lub OS (Rys.6) prawdziwe są zależności: 
 
 
 
 

 

 

Przykładowa odpowiedź: 

wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła 

sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa wzmacniacza. 

Proponowane odpowiedzi: 

-

 

rezystancja obciążenia RL nie ma wpływu 

na rezystancję wejściową wzmacniaczy, 
- wartości R1, R2 wpływają na skuteczne wzmocnienie napięciowe, 
- rezystancja RE ma wpływ na wzmocnienie dla małych częstotliwości 
- rezystancja wyjściowa nie zależy od obciążenia RL 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 193, 194 

8/47 

 
12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ , 
rbe = 4 kΩ , rce= 100 kΩ, rezystancje dzielnika R1 = 300 kΩ i R2 = 80 kΩ, 
Rg = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100. 
 
 
 
 

 

 
 
 
Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi: 
 
 
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

kus = − 65 

POPRAWNA odpowiedź: 

kus ≈ − 70 (dokładnie - 68.58) 

 
 

 

 
  
 

AUE I 

Elementy i układy 

elektroniczne str. 193, 194 

 , 

, gdzie 

, gdzie 

skuteczne wzmocnienie napięciowe: 

9/47 

 
14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem 
stałoprądowym na tranzystorach PMOS z kanałem wzbogacanym. 
Transkonduktancje tranzystorów są równe: gmn = 0,1 mS dla NMOS, 
gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: 
gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = 200 kΩ. 
 
Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: 

   

 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

ku ≈ − 10 ; rout ≈ 100 kΩ 

 
POPRAWNA odpowiedź:

 ku ≈ − 6.67 ; rout = 100 kΩ 

 
 
  
 
 
 
 

AUE I 

10/47 

 
15. Inwerter CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS. 
Transkonduktancje obydwóch tranzystorów są równe:  
gmn = 0,15 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje 
wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,004 mS. Rezystancja obciążenia RL = 300 kΩ. 
 
Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe: 
  

 

   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

ku ≈ − 13,28 ; rout ≈ 88,23 kΩ 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

ku ≈ − 26,47 ; rout = 125 kΩ 

 
  
 
 
 
 

AUE I 

11/47 

 
18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na 
tranzystorach pnp (Rys. b)). Dla tego wzmacniacza poprawne są 
informacje: 
  
 
   
 

 

 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym 

Uo ma taką samą wartość jak napięcie różnicowe na wyjściu symetrycznym 
w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych 
rezystorów RC). 

POPRAWNA odpowiedź: 

Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym 

jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne 
tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki. 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 251 

12/47 

 
19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na 
tranzystorach PMOS (Rys. c)). Parametry wzmacniacza: gm1,2 = 0,2 
mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4= 0,003 mA/V, układ zostanie 
obciążony rezystancją RL = 300 kΩ. Wzmocnienie dla sygnałów 
różnicowych UG1 = Ur ; UG2 = 0) i rezystancja wyjściowa wynoszą: 
 
  

 

   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

kur ≈ 24,01 ; Ro ≈ 120,48 kΩ 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

kur ≈ 24 ; Ro = 200 kΩ 

 
 
 

AUE I 

L

ds

ds

m

ur

G

g

g

g

k







4

2

1

4

2

1

ds

ds

o

g

g

R





13/47 

 
20. Wzmacniacz operacyjny ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym 
na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o częstotliwości granicznej  
10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki = 4,1 w którym zastosowano: 
R1 = 10 kΩ, R2 = 50 kΩ (rysunek poniżej). 3dB-owa częstotliwość 
graniczna układu nieodwracającego wynosi: 
 
 

 

 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

fg = 50 MHz 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

fg = 51 MHz 

 
 
 
 

 

 
  

AUE I 





1







k

f

f

g

14/47 

 
23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A (rysunek obok) : 
    Spośród podanych informacji prawdziwe są? 
 
 
 
 
  

 

   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

Przy ui = 0, uo = − UEBP ≈ 0 [V] 

Proponowane odpowiedzi: 

- napięcie ui może być dołączone poprzez 

kondensator sprzęgający, 
- w układzie zastosowano wstępną polaryzację tranzystorów za pomocą 

spadków napięć na diodach D1 i D2 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 200 

15/47 

 
24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz 
zastosowano ujemne sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru 
sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po zastosowaniu tego sprzężenia, 
parametry wzmacniacza będą wynosiły: 
 
 
 

 

  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

kuf = 10, fgf = 1,5 MHz 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

kuf = 50, fgf = 2 Mhz 

 

 

 
 
 
  
 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 220, 229 

16/47 

 
29. Wzmacniacze odwracający i nieodwracający, zrealizowano na 
wzmacniaczach operacyjnych (rysunek poniżej). 
 
 
 
 
 

 

 
Przy R1 = 10 kΩ; R2 = 100 kΩ; wzmocnienia układów wynoszą: 
układ odwracający; układ nieodwracający: 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

kuf = −10       kuf = 10 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

kuf = −10       kuf = 11 

 
 

 

 
 
 

AUE I 

Dla odwracającego:  

 

 

Dla nieodwracającego: 

 

Elementy i układy elektroniczne 

str. 276, 279 

17/47 

 
30. W integratorze (rysunek poniżej) zrealizowanym na rzeczywistym 
wzmacniaczu operacyjnym ( z kompensacją biegunem dominującym),  
ωg = 500 sec(⁻¹) ; ωT = 500 ·10⁵sec(⁻ ¹) ; R1 = 10 kΩ; C = 10 nF; całkowanie 
zachodzi w paśmie: 
 
 
 

  

 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 
 

POPRAWNA odpowiedź:

      

 
 

 

 
 
 
  

AUE I 

}

sec

10

500

sec

10

1

{

)

1

(

5

)

1

(

1















}

sec

10

500

sec

10

5

,

0

{

)

1

(

5

)

1

(

9















18/47 

31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące:  
dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo-przepustowej, 
środkowo-zaporowej 

 

 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

 
 
 
 
 
 
  
 
 

 

 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 290  

błędna odpowiedź dla filtru górno-przepustowego 

19/47 

32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest 
równa f0=10MHz, zaś jego dobroć Q0=20. Moduł impedancji Z  
tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB względem wartości f0 przy 

częstotliwościach: 

 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

f1 = 9,85 MHz; 

f2 = 10,15 MHz 

 

POPRAWNA odpowiedź:

 

f1 = 9,75 MHz; 

f2 = 10,25 MHz 

 

 
 
 
 
 
 

 

  
 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 334 

20/47 

37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia (rysunek poniżej):  
UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3,3 V, UBEP = 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax = 
0,5 A. Rezystancja R5 powinna być równa: 

 

 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

R5 = 6,6 Ω 

 
 
 
 
 
 

AUE I 

Elementy i układy elektroniczne str. 420 

21/47 

39. Podstawowy układ sterowanego kontrolera napięcia stałego 

obniżającego napięcie (rysunek poniżej). Przy: UIN = 340 V, aby wartość 
napięcia wyjściowego wynosiła 24 V współczynnik wypełnienia 
przebiegu sterującego γ powinien wynosić: 
 
 
 
 
  
 

   

 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

γ ≈ 0,0706 V 

 

POPRAWNA odpowiedź:

  γ ≈ 0,0706 

 
 
 
 

AUE I 

I

O

U

U







Elementy i układy elektroniczne cz. II 

 str. 382 

22/47 

40. Podstawowy układ konwertera podwyższającego napięcie wyjściowe 

(rysunek poniżej). Przy UIN = 12 V i współczynniku wypełnienia 
przebiegu sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi: 
 
 
 
 
  
 
   

 

 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź:

 UO = 10 V 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

UO = 20 V 

 
 
 
 

AUE I 

 





























1

1

1

I

I

O

U

T

T

U

U

Elementy i układy elektroniczne cz. II  

str. 387 

23/47 

42. Współbieżny konwerter napięcia stałego z pojedynczym kluczem i 
dodatkowym uzwojeniem z3 (rysunek poniżej). W układzie UIN = 320 V;  
z1 = z3; z2 = 0,1 z1. Przy współczynniku wypełnienia przebiegu 

sterującego γ = 0,4 wartość napięcia wyjściowego wynosi: 

 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

UO = 16,2 V 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

UO = 12,8 V 

 
 
 
 

AUE I 

Okr

O

I

O

I

I

p

U

U





   

dla

  

 



Elementy i układy elektroniczne cz. II  

str. 396 

24/47 

44. W stabilizatorach impulsowych jako klucze stosuje się: 
 
 

 

 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

Najczęściej tranzystory mocy VDMOS przy dużych 

częstotliwościach kluczowania i diody Schottky’ego. 
 

Proponowane odpowiedzi: 

- szybkie tranzystory bipolarne (nie przy dużych częstotliwościach i mocach), 
- tranzystory IGBT przy większych mocach 
 

 

 
 
 
 
 
 
 
 
 

AUE I 

Wykład 10. Zasilacze impulsowe – slajd 42 

25/47 

AUE II 

3. Generatory kwarcowe. Prawdziwe są informacje: 
 
 

 

 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

W generatorach Pierce’a rezonator kwarcowy 

pracuje jako zastępcza indukcyjność Lz , o wartości szybko rosnącej z 
częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ωs − ωm ). 
 
 
 
 

 

 

AUE II 

Proponowane odpowiedzi:

 

-generatory, w których rezonator wykorzystany jest jako selektywny element 
sprzęgający o małej rezystancji (praca przy pulsacji ωs) to generatory Butlera, 
 
- generatory, w których rezonator pracuje jako zastępcza indukcyjność Lz , o 
wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ωm     ωr ) 
to generatory Pierce’a. 



Elementy i układy elektroniczne cz. II  

str. 64 

26/47 

4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym. Prawdziwe są informacje ? 
 
 

 

 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne 

sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu podwójne 
TT, a dodatnie poprzez dzielnik rezystancyjny w celu spełnienia warunku 
amplitudowego drgań oraz stabilizacji amplitudy tych drgań. 

Proponowane odpowiedzi:

 

- częstotliwość w tych generatorach jest odwrotnie proporcjonalna do 
iloczynu RC   

- generatory RC nie są powszechnie stosowane jako generatory wzorcowej 

częstotliwości, ze względu na małą stabilność częstotliwościową 
- w generatorze RC z mostkiem Wiena, ujemne sprzężenie zwrotne 
realizowane jest poprzez nieliniowy dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji 
amplitudy drgań, a dodatnie sprzężenie zwrotne poprzez gałąź selektywną 
typu połowa mostka Wiena. 

AUE II 

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 66 

27/47 

5. Układy transkonduktancyjne. Prawdziwe są informacje: 
 
 

 

  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź:  

W układzie pojedynczo zrównoważonym 

 
 
 
 

Proponowana odpowiedź:

 

 

W układzie podwójnie zrównoważonym 

 
 
 
 
 
 
 
 
 

AUE II 

T

Y

X

u

u



2

|

|

|,

|







;

2

2

2

0

0

2

T

Y

X

C

m

T

X

C

T

X

C

y

m

R

u

u

R

g

u

R

I

u

tgh

R

u

g

I

u















;

4

2

2

2

0

0

2

Y

X

T

C

T

X

T

X

C

R

u

u

R

I

u

tgh

u

tgh

R

I

u



































T

Y

X

u

u



2

|

|

|,

|



28/47 

6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta 
(rysunek poniżej) wymaga spełnienia warunków: 
 

 

 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 
 
Proponowana odpowiedź:

 

 

 

AUE II 

B

A

i

i

i

i



1

2

const

i

i

const

i

i

B

A









,

2

1

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 88 

29/47 

7. Podstawowe układy logarytmiczne (rysunek poniżej). Prawdziwe są 
informacje ? 
 

 

 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

Główną wadą prostego układu logarytmicznego jest 

silna zależność jego charakterystyki statycznej od temperatury, spowodowanej 
zmianami ϕT oraz IES. 

Proponowane odpowiedzi:

 

- zmiana tranzystora npn na tranzystor pnp pozwala na realizację 
charakterystyki logarytmicznej dla ui < 0 (rys. b), 
- umieszczenie tranzystora w pętli sprzężenia zwrotnego wzmacniacza 
powoduje wzrost wzmocnienia napięciowego pętli i może być przyczyną 
niestabilności układu logarytmicznego. 
 
 

AUE II 

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 98 

30/47 

9. Komparatory zatrzaskowe. Prawdziwe są informacje ? 
 
 

 

  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się 

dużą szybkością działania, ale małą rozdzielczością. 
 

Proponowane odpowiedzi:

 

- w komparatorze zatrzaskowym stosuje się przedwzmacniacz poprzedzający stopień 
śledząco-zatrzaskowy dla uzyskania wyższej rozdzielczości, a także minimalizacji tzw. 
zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects), 
- stopień śledząco-zatrzaskujący wzmacnia sygnał z wyjścia przedwzmacniacza do 
wyższego poziomu w fazie śledzenia, a następnie wzmacnia go jeszcze bardziej w 
fazie zatrzaskiwania, gdzie zastosowane jest dodatnie sprzężenie zwrotne, 
 - w komparatorze zatrzaskowym w stopniu końcowym stosuje się dodatnie 
sprzężenie zwrotne, 
- zjawisko „kickback” w komparatorach zatrzaskowych oznacza transfer ładunku albo 

do lub z wejścia, gdy stopień śledząco-zatrzaskujący przechodzi z fazy śledzenia do 

fazy zatrzaskiwania i wywoływany przez ładunek potrzebny do załączenia 
tranzystorów w obwodzie dodatniego sprzężenia zwrotnego, a także przez ładunek 
który musi być usunięty z wyłącznych tranzystorów w obwodzie śledzącym. 
 

AUE II 

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 121 

31/47 

10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały 
zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych, w których VOL = ‒ 4 V; 
VOH = + 4 V; R1 = 5,5 kΩ ; R2 = 50 kΩ. Progowe napięcia przełączania 

VTRP+ i VTRP‒ w obu układach (rysunek poniżej) wynoszą: 

 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 
 

 

 
 
 
 

 
POPRAWNA odpowiedź: 

 

odwracający: 
 
 
nieodwracający: 
 
 
 
 

AUE II 

;

4

.

0

2

1

1









OH

TRP

U

R

R

R

V

4

.

0

2

1

1











OL

TRP

U

R

R

R

V

;

44

.

0

2

1









OL

TRP

U

R

R

V

44

.

0

2

1











OH

TRP

U

R

R

V

32/47 

11. Skokowo (od 300 kHz do 340 kHz) zwiększono częstotliwość 
synchronizującą generatora VCO w pętli pierwszego rzędu,  
o parametrach:  

 

 
 
Napięcie sterujące na wejściu VCO zmieni się ze stałą czasową τ równą ? 
o wartość ΔUO równą? 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

τ = 0,5 ms ; ΔUO = 1 V 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

τ = 2 ms ; ΔUO = 0,5 V 

 

AUE II 

K

1





G

O

i

O

k

U











Wykład 4. Układy z fazową pętlą sprzężenia 

zwrotnego - slajdy 20-22 

33/47 

12. Pętla fazowa w której zastosowano: wzmocnienie generatora  
VCO: kG = 2π· 1 [rad] [MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy:  
kD = 50· 10⁻⁴ [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1.  

Zakres trzymania tej pętli fazowej wynosi: 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

ΔωT = 3,14 kHz 

 

POPRAWNA odpowiedź: 

ΔωT = 31,4 kHz 

 

AUE II 

)

0

(

H

k

k

D

G

T







Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 133 

34/47 

16. W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem 
rezystancyjno-pojemnościowym  
(stała czasowa obciążenia τ = RC >> 20 ms), zasilanym z sieci 230 V 

 poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23 

(pominąć rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na 
rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi: 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

10 V 

 
POPRAWNA odpowiedź:

  14 V  

 
 

, ze względu na obciążenie rezystancyjno-pojemnościowe 

 

 

 

AUE II 

n

u

u

we

s



s

O

u

u





4

,

1

Elementy i układy elektroniczne cz. II, str. 364-366 

35/47 

17. W prostowniku trójfazowym z obciążeniem rezystancyjno-
indukcyjnym (stała czasowa obciążenia τ = L/R >> 20 ms ), zasilanym 
bezpośrednio z sieci 3x230 V średnia wartość napięcia na rezystancji 

obciążenia w przybliżeniu wynosi:  

 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

191 V 

 

POPRAWNA odpowiedź:

  269 V  

 
 
 

AUE II 

sm

sm

sm

sm

O

U

U

U

dx

x

U

U

83

,

0

2

3

3

3

3

sin

sin

2

3

6

5

6























1

s

u

t







2

sm

U

u

2

s

u

3

s

u



3

t



6

5



6

9



6

13



6

17



6



O

i

i

1

i

1

i

2

i

3

i

0

Wykład 2. Prostowniki niesterowane – slajd 15 

36/47 

18. Zaletą stosowania modulacji przy przesyłaniu sygnałów są: 
 
 

 

 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

Możliwość rozdzielenia równocześnie przesyłanych 

sygnałów na tej samej częstotliwości nośnej (modulatory kwadraturowe).  
 

Proponowane odpowiedzi:

 

- możliwość przekazania sygnałów oryginalnych na duże odległości przez kanał 
transmisyjny; warunkiem sprawnej transmisji jest, aby sygnał nadawany był 
widmowo dopasowany do kanału, 

- możliwość uodpornienia transmitowanych sygnałów na szumy i zakłócenia, 

- możliwość zwielokrotnienia sygnałów oryginalnych przesyłanych przez kanały  
poprzez zwielokrotnienie częstotliwościowe i czasowe, 
-modulacje są stosowane nie tylko do transmisji sygnałów (również w 
pomiarach i automatyce do zwiększenia dokładności pomiarów i sterowania). 
 

AUE II 

Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 6 

37/47 

19. Podstawowe rodzaje modulacji analogowych i cyfrowych. Wybierz 
prawidłowo zakwalifikowane modulacje: 
 

 

 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

 
  
 
 
 
 
 
 
 

 

 
 
 
 
 
  

AUE II 

Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 9 

38/47 

20. Dane są 4 funkcje modulujące (tabela poniżej). Prawidłowy zestaw 
modulacji AM dwuwstęgowej, jednowstęgowej, z falą nośną i bez fali 
nośnej odpowiadający poszczególnym funkcjom to: 

 

 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 
 
 
 
 
 
 

POPRAWNA odpowiedź:

 

 
 

AUE II 

Funkcja 

modulująca 

AM DSB 

AM DSB SC 

AM SSB SC 

górna wstęga 

AM SSB SC 

dolna wstęga 

 

t

kx



1

 

t

kx

 

 

t

x

j

t

x

ˆ



 

 

t

x

j

t

x

ˆ



Wykład 5. Modulacja i demodulacja amplitudy – slajd 17 

39/47 

21. Prawidłowa kombinacja różnych rodzajów modulacji dla 
rzeczywistych funkcji przebiegów zmodulowanych (tabela poniżej) to: 
 

 

 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź:   

 

 

 

 
 
 
  
 
 

POPRAWNA odpowiedź:

 

  
 
 
 
 

AUE II 

40/47 

22. Szerokość pasma sygnału FM, w którym dewiacja częstotliwości 
wynosi 75 kHz, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona 
dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach:  

1 kHz, 4 kHz i 8 kHz, wynosi: 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

 
 
 
  

POPRAWNA odpowiedź:

 

  
 
 
 
 

 

        - przybliżony wzór Carsona 

AUE II 





S

FM

B











2

Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 18 

41/47 

23. Szerokość pasma sygnału PM, w którym dewiacja fazy  
ΔψPM = mφ = 5 jest stała, wyznaczona na podstawie przybliżonego 
wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 

1 kHz, 4 kHz i 8 kHz, wynosi: 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

 
 
 
 
 

POPRAWNA odpowiedź:

 

 
 
 

AUE II 





S

PM

f

m

B

1

2







Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 25 

42/47 

24. Nieprawdziwe są informacje? 
 
 

 

 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

Znaczną poprawę stosunku sygnału do zakłócenia 

systemu FM uzyskuje się przez „deemfazę” charakterystyki częstotliwościowej 
po stronie nadawczej i „preemfazę” charakterystyki częstotliwościowej po 
stronie odbiorczej. 
 

Proponowane odpowiedzi:

 

 - analiza sygnału PM przebiega identycznie jak sygnału FM przy założeniu, że 
sygnał modulujący jest całką sygnału informacyjnego   

        , 

- systemy AM charakteryzuje duża odporność na zakłócenia, szumy i zanik 
selektywny, 
- najważniejsza różnica, decydująca o przewadze systemu PM nad systemem 
FM polega na tym, że szerokość pasma sygnału PM jest w przybliżeniu stała 
(dla różnych częstotliwości sygnału modulującego), 
 - w porównaniu do systemów AM, systemy FM i PM charakteryzują się 
mniejszą odpornością na zakłócenia.  

AUE II 

Wykład 6. Modulacja i demodulacja częstotliwości – slajd 33 

43/47 

25. W modulatorze bezpośrednim, wykorzystującym generator LC z 
dwójnikiem reaktancyjnym w postaci diody pojemnościowej, pomiędzy 
dewiacją częstotliwości ΔF, a częstotliwością nośną F0 musi zachodzić 

związek: 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

 
 
 
  
 

 

 
 
 
 
 
 
 
 
 

AUE II 

Układy elektroniczne cz. II, str. 331 

44/47 

28. Nie są prawdziwe następujące cechy synchronicznego demodulatora 
kluczowanego AM, porównując go z konwencjonalnymi detektorami 
diodowymi: 

 

 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

 

Przykładowa odpowiedź: 

W przypadku sygnałów z równoczesną modulacją  

AM i FM, wielkość produktów intermodulacji między nośnymi jest dużo 

mniejsza. 

 

Proponowane odpowiedzi:

 

- posiada większe szumy przy małych sygnałach, 
- charakteryzuje się mniejszą liniowością, 
- na wyjściu układu mnożącego demodulatora występują również niepożądane 
składniki, których widma są skoncentrowane wokół trzeciej harmonicznej 
częstotliwości nośnej, jednak ich odfiltrowanie nie stwarza problemów, 
- posiada gorsze właściwości szumowe od detektora wartości szczytowej. 

AUE II 

Układy elektroniczne cz. II, str. 358 

45/47 

29. Nie są prawdziwe informacje, dotycząca koincydencyjnego 
demodulatora FM podwójnie zrównoważonego (rysunek poniżej): 
 

 

 
 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

Funkcję przesuwnika fazowego pełni układ złożony z 

kondensatora C i obwodu rezonansowego LC1 dostrojonego do częstotliwości 
nośnej F0 sygnału FM. 

Proponowane odpowiedzi:

 

- działanie tego układu opiera się na analogowym mnożeniu dwóch sygnałów 
FM, z których jeden jest przesunięty względem drugiego o stały kąt ψ = const, 
- jest trudny do realizacji w technice scalonej, 

- sygnał modulujący, otrzymywany na wyjściu demodulatora, jest dwa razy 

mniejszy niż w przypadku demodulatora FM pojedynczo zrównoważonego. 

AUE II 

Wykład 6. Modulacja i demodulacja 

częstotliwości – slajdy 51-53 

46/47 

30. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące przemiany częstotliwości: 
 
 

 

 
 
 
 
 
 
  
 
   
 
 
 
 
 

Przykładowa odpowiedź: 

Operacja przemiany częstotliwości jest operacją 

nieliniową, analogiczną do procesu AM-S.C., z tą różnicą, że rolę sygnału 
modulującego odgrywa tutaj pasmowy sygnał użytkowy w. cz. o częstotliwości 

środkowej fs, na wyjściu zaś wykorzystywana jest tylko jedna wstęga boczna. 

 

Proponowane odpowiedzi:

 

- idealna przemiana częstotliwości polega na przesunięciu sygnału na osi 
częstotliwości z punktu fs do częstotliwości fp, nazywaną częstotliwością 
pośrednią, która najczęściej jest równa: fp = fh + fs, 
- wadą mieszacza podwójnie zrównoważonego jest to, że w sygnale 
wyjściowym występują składowe o częstotliwościach: fh i fs oraz nie występuje 
częściowa kompensacja składowych o częstotliwościach kombinacyjnych, 
- operacja przemiany częstotliwości jest operacją liniową, 

- nie zawsze występuje realne niebezpieczeństwo, że na wejściu mieszacza 

oprócz sygnału użytecznego przemiany pojawi się również sygnał lustrzany o 
częstotliwości:   fl = fh + fp. 

AUE II 

Układy elektroniczne cz. II, str. 385-388 

47/47 

Dziękujemy za uwagę!