Microsoft Word - Es7 La protezione degli IGBT Svolgim.doc

La protezione degli IGBT

Principio di funzionamento

I primi IGBT erano tiristori modificati per po-
tersi accendere con un comando in tensione.
Si pensi al circuito equivalente a BJT di un ti-
ristore e si aggiunga un transistor MOSFET
tra il collettore ed emettitore dell’NPN (transi-

stor inferiore).
Il gate del MOSFET diventa in questo caso il
gate dell’IGBT, mentre quello che era il gate
del tiristore non è più utilizzato.
Applicando dall’esterno una tensione tra gate

e catodo si innesca il tiristore, in quanto vie-
ne richiamata corrente dal PNP, che a sua
volta invia corrente nella base dell’NPN e por-
ta il tutto ad autosostenersi (latching).
Il latching, normale per un tiristore, qui è

indesiderato, perché si vorrebbe comandare
l’IGBT sia in accensione che spegnimento, to-
gliendo semplicemente tensione al gate, co-
me in un MOSFET.
Si è provato a realizzare il transistor NPN con
caratteristiche di amplificazione in corrente

) volutamente scadenti, così da rendere

difficoltoso il latching. Per scadenti si intende
un guadagno molto inferiore a 1, il più basso
possibile: nonostante questo accorgimento,
accadeva spesso che il latching si verificasse

comunque. In particolare era frequente in
condizioni gravose, quali ad esempio un cor-
tocircuito: il componente rimaneva innescato
senza possibilità di spegnerlo, e questo signi-
ficava la sua distruzione.

Disposizione dei 2 BJT NPN e PNP all’interno del-

l'IGBT (connessione equivalente ad un tiristore)

Si è poi tolto del tutto il transistor NPN, facendo diventare l’IGBT, come è attualmente,

una configurazione Darlington tra un PNP e un MOSFET. Il dispositivo che si ottiene
possiede la grande velocità di switching tipica del MOSFET e le basse perdite di
conduzione del BJT.

Schematizzazione della evoluzione dell'IGBT; suo simbolo grafico

Per portare in conduzione l’IGBT occorre applicare e mantenere una tensione tra gate e
catodo, e toglierla per lo spegnimento, come si comanderebbe un transistor: qui però il pi-

lotaggio è in tensione.
I tre terminali esterni sono stati rinominati, per similitudine ad un BJT: il catodo in emet-
titore, mentre l’anodo è diventato il collettore.
Il gate è rimasto tale, ma internamente è collegato diversamente.

Nel seguito si analizzeranno i fenomeni che si verificano durante il transitorio di ac-

censione e di spegnimento dell’IGBT: lo studio è valido sia per una configurazione a
chopper o per una gamba di inverter, con carico induttivo. Durante tali eventi si ha:
- Turn-on: accensione (problemi di sovracorrente istantanea)
- Turn-off spegnimento (problemi di sovratensione, fenomeno della “coda di corren-
te”).

Le forme d'onda relative alla commutazione dell'IGBT su un carico induttivo sono
schematizzabili nel modo seguente.

Schematizzazione dei transitori di accensione (turn-on) e spegnimento (turn-off) dell'IGBT.

Pilotaggio del Gate

Si è detto che l’applicazione di una semplice tensione sul gate comanda la conduzione del
componente, ma ciò è vero solo a regime.
Sono infatti inevitabilmente presenti delle capacità parassite tra il gate e collettore ed

emettitore: esso è per forza di cose isolato tramite uno strato di ossido da questi altri due
terminali. Quindi, ogni volta che si dà un comando, si devono riempire o svuotare queste
capacità: se lo voglio fare velocemente, per minimizzare il tempo di commutazione e le
relative perdite, occorre impiegare forti correnti, anche dell’ordine dei 10 A.
Per inviare tali correnti al gate, anche solo limitatamente agli intervalli di commutazione,

si impiega una coppia di transistor BJT in simmetria complementare (NPN + PNP), di
robusta taglia.
Dare il comando di gate in maniera non decisa significa creare dei problemi, specie quan-
do si vuole comandare l’interdizione dell’IGBT.
Si consideri L’IGBT inserito in una gamba di un classico inverter monofase a ponte.

Richiamando poca corrente dal gate (es: 100 mA), l’IGBT tende comunque ad interdirsi, e
la corrente del carico, che è ohmico-induttivo, deve andare per forza nel diodo di ricircolo
superiore.

Tale diodo, anche se non istantaneamente, si
porta in conduzione abbastanza velocemente (è

del tipo fast). Ciò che preoccupa è la elevata
derivata di tensione (dv/dt) imposta da questo
ricircolo di corrente: essa fa passare nella capa-
cità parassita C

(gate-collettore) una corrente

pari a quella richiamata dal gate.
Questa corrente che passa attraverso la capacità

parassita va a pilotare l’IGBT, mantenendo co-
stante la derivata di tensione, con un allunga-
mento notevole del tempo di commutazione .

Pilotaggio del Gate e parametri parassiti

Si deve inoltre tenere conto che, oltre alle ca-
pacità parassite, sono presenti anche induttanze
parassite nel circuito di comando del gate, in
grado di risuonare con le capacità e innescare

oscillazioni nella tensione sul gate. Queste oscil-
lazioni, seppure smorzate, possono avere dei
picchi elevati in grado di reinnescare l’IGBT, così
che esso si spegne “a singhiozzo”, con grande
aumento delle perdite di commutazione. Vice-

versa, al comando di accensione, le oscillazioni
possono sottoporre il gate a tensioni superiori a
quelle sopportabili dallo strato di ossido che lo
isola internamente dalla pastiglia di silicio.

Tensione sul gate, con comando incerto

Per questi motivi è sempre presente una resistenza di smorzamento in serie al gate,
che spesso è diversa per il comando di accensione e quello di spegnimento.
Essa deve essere scelta con un compromesso tra le perdite sulla resistenza stessa (R bas-
sa) e lo smorzamento necessario a ridurre le perdite di commutazione (R alta), da valuta-
re tramite datasheet.

Con le precauzione ora descritte si riesce ad ottenere una discesa abbastanza rapida della
tensione di gate, al comando di OFF: tale discesa presenta un leggero “scalino”, che sa-
rebbe molto pronunciato se il comando non fosse abbastanza deciso.

Provvedimenti per la limitazione delle sovratensioni

Quando un dispositivo di potenza si spegne rapidamente, l'energia accumulata nel-
l'induttanza di dispersione viene dissipata nell'interruttore statico. Ciò causa una so-
vratensione ai capi del dispositivo. L'ampiezza delta tensione transitoria è direttamen-

te proporzionale al valore dell'induttanza di dispersione e alla derivata di corrente.
Per limitare la sovratensione è dunque necessario ridurre l'induttanza di dispersione.

- Limitazione delle induttanze di dispersione parassite tramite opportuno lay-out degli
adduttori di corrente

L'induttanza di dispersione dovuta agli adduttori di corrente dipende da come questi
vengono realizzati; in particolare si osserva che essa è proporzionale alla loro lun-

ghezza, che pertanto va limitata. Un altro accorgimento consiste nel realizzare gli ad-
duttori mediante fogli di rame sovrapposti e isolati tra loro, in modo da creare una
spira the sottenda un'area ridotta, ma che generi linee di forza lunghe, alle quali cor-
risponde una piccola induttanza.

- Limitazione delle sovratensioni tramite condensatori a bassa impedenza serie posti ai

capi degli IGBT
Riferendosi alla commutazione in spegnimento dell’IGBT in un inverter a ponte, si è visto
che la corrente del carico tende ad andare nel diodo di ricircolo.

Si deve anche tenere conto delle induttanze parassite, non trascurabili, che si hanno sui
collegamenti adduttori di corrente all’IGBT stesso, che è in genere un modulo, nonché di-

stribuite su tutto il bus in corrente continua (DC link) di alimentazione dell’inverter.
La presenza di tali induttanze genera sovratensioni sull’IGBT (sulla V

) ed anche oscilla-

zioni per risonanza con le capacità parassite presenti.
L’opportuno inserimento di un condensatore impedisce the l'IGBT "veda" le induttanze
di dispersione a valle e a monte del condensatore stesso, quindi è opportuno installare
i condensatori il più vicino possibile all'interruttore statico

Con un condensatore di filtro di tipo elettrolitico, quindi di grande capacità, si potreb-
be costituire una prima attenuazione di tale sovratensione: anch’esso però presenta una L
serie. Sarà perciò conveniente non porne uno unico, ma più in parallelo, in modo da ridur-
re l’induttanza serie complessiva e renderli in grado di assorbire la sovratensione sull’IGBT
tramite gli opportuni transiti di carica elettrica.

Anche il loro collegamento all’IGBT deve essere però a bas-
sa induttanza: dovranno essere perciò il più vicino possibile,
offrire un’area ristretta tra il conduttore di andata e quello di
ritorno, nonché fare in modo che la spira che si viene a for-
mare per le correnti parassite sia la più lunga possibile.

Per realizzare ciò, tenendo anche conto delle dimensioni fisi-
che dei componenti, l’unico modo è utilizzare fogli di rame,
che si collegano direttamente ai terminali.
I due fogli (andata + ritorno) sono isolati tra loro da un sot-
tile strato di polipropilene o mylar, od anche vetroresina (1

mm) per tensioni elevate; sono previsti opportuni scarti per
i bulloni di connessione.
Per ridurre ulteriormente le induttanze parassite, a volte si
mette un altro condensatore, di capacità ridotta per conte-
nere le dimensioni, direttamente sui terminali dell’IGBT. Si
ottiene così lo smorzamento del picco di tensione.

Adduttori di corrente per l'IGBT

- Limitazione delle sovratensioni tramite snubber

Lo snubber è un circuito supplementare impiegato per ri-
durre le sollecitazioni nelle valvole di potenza. Scopo del-
lo snubber è di migliorare il transitorio, sopprimendo le
sovracorrenti, le sovratensioni, o migliorando le derivate

di tensione e di corrente.
Lo snubber in figura smorza le sovratensioni nella fase di
turn-off, riducendo le relative perdite di commutazione. II
condensatore dello snubber viene completamente scarica-
to net turn-on e ricaricato net turn-off: ciò riduce il dv/dt
sull'IGBT durante il turn-off, consentendo uno soft swi-

tching e riducendo le perdite.

Snubbers RCD

- Limitazione delle sovratensioni tramite clamp

La contromisura dei condensatori elettrolitici in genere non basta a proteggere l’IGBT,

perciò si rende necessaria un’altra protezione, detta circuito di clamp (fissatore).
Il clamp consiste in un condensatore connesso in parallelo all’IGBT, ma tramite un diodo
veloce (fast o di meglio) per quanto riguarda il collettore.
Tale condensatore è inoltre collegato alla tensione positiva V

tramite una resistenza, che

lo mantiene carico a tale valore di tensione.

Se la tensione V

supera V

CC,

il diodo di clamp conduce e “fissa” la V

a quella del con-

densatore, ossia a V

, il tempo sufficiente a far condurre il diodo di ricircolo dell’inverter,

che elimina il problema.

Dopo l’intervento del clamp, ma prima della conduzione del diodo di ricircolo, la tensione
tende a salire perché parte della corrente del carico va a finire sul condensatore di clamp:

occorre perciò un corretto dimensionamento dei tre componenti di protezione.
Il diodo di clamp, così come il condensatore, sono in realtà costituiti da più componenti in
parallelo, montati su un circuito stampato a doppia faccia, in modo da poter essere mon-
tati anch’essi molto vicino ai terminali dell’IGBT da proteggere.

Circuito di Clamp e suo funzionamento

Il problema della protezione contro le sovracorrenti e la desaturazione

Gli IGBT sono praticamente improteggibili tramite fusibili: nel tempo occorrente ad un fu-
sibile ad intervenire, la giunzione del componente si danneggia già irrimediabilmente.
E’ quindi per forza necessario un sistema affidabile di limitazione della corrente.
Nel realizzare un circuito di protezione bisogna tener conto di alcune condizioni che massimizzino

l'efficienza del circuito di protezione e che minimizzino gli effetti sugli altri circuiti. Al
fine di ottenere le funzioni di protezione desiderate senza sacrificare le altre funzio-
ni, il circuito di protezione deve, il più possibile, soddisfare le seguenti condizioni.
Per prima cosa il circuito di protezione deve spegnere l'IGBT, prima che esso si distrugga, ogni
volta che non vengono rispettate le condizioni di lavoro del dispositivo. Inoltre deve limitare la

massima corrente di guasto e ridurre le sollecitazioni al dispositivo e all'intero sistema
quando circolano grandi correnti. II dispositivo dovrebbe essere disattivato più rapi-
damente se non vi è limitazione della massima corrente di guasto.

Cenni ai trasduttori di corrente utilizzabili in elettronica di potenza

Il monitoraggio della corrente richiede l’impiego di opportuni trasduttori, come ad esempio:
- Shunt
Consiste in una resistenza di valore noto da inserire in serie al conduttore attraverso il quale
transita la corrente che si vuole misurare. II valore della corrente, continua o alternata, si ricava
indirettamente con la legge di Ohm misurando la tensione ai capi dello shunt. Tuttavia, questo
trasduttore non presenta isolamento galvanico tra i circuiti di potenza e di misura. Inoltre, il li-

vello di tensione dello shunt risulta flottante verso massa. Dunque il suo impiego non è fa-
cilmente praticabile.
- TA
Il TA (trasformatore amperometrico), è un trasformatore di misura realizzato con gli accorgimenti
necessari per ridurre al minimo gli errori nella misura di corrente. Garantisce l'isolamento galva-

nico tra i due circuiti, ma non è sensibile alla componente continua della corrente da misurare.
- Sonda a effetto Hall
L’unica altra soluzione, dato che occorre misurare anche la componente continua della
corrente, è quella di usare un sensore ad effetto Hall.
Tale sensore è una minuscola barretta di materiale semiconduttore, nel quale viene fatta

scorrere una corrente I costante.
A 90° con la corrente, il sensore viene investito da un campo di induzione magnetica B,
mentre su un altro piano, a 90° con entrambi i precedenti, si rileva una tensione propor-
zionale, tramite una costante, sia all’induzione B che alla corrente I.

Il campo B è quello generato dalla corrente che
scorre nel componente, che viene rilevato tramite

un accoppiamento magnetico (piccolo toroide), e
dalla misura di questo si risale alla corrente nel
componente.
Il sensore di Hall è sensibile anche alle componenti
continue e presenta il vantaggio di non essere gal-
vanicamente collegato al circuito di potenza sotto-

posto a misura.

Schema di principio di un sensore di corrente
a effetto Hall

Protezione contro le sovracorrenti e la desaturazione

- Controllo analogico e istantaneo della corrente

Il primo problema è rilevare la corrente che passa nell’IGBT tramite un trasduttore.
Il segnale di corrente serve ad un regolatore ad anello chiuso, di tipo PID (Propor-
zionale Integrale Derivativo) o di tipo a isteresi (ON/OFF o bang-bang).
- Limitazione della sovracorrente tramite rilevamento e blocco degli IGBT
Il regolatore, oltre a mantenere la corrente nel carico assomigliante ad una sinusoide di

prefissato valore efficace, deve in ogni caso, se la corrente supera anche per un istante la
corrente massima ammissibile, comandare lo spegnimento immediato di tutti gli IGBT.
Tale condizione di spegnimento a volte si intende per un periodo di rete, ma più spesso si
intende fino a nuovo ordine dall’esterno, per sicurezza.
- Controllo dello stato di desaturazione dell’IGBT (Monitoraggio della V

)

Si noti che il rilevatore ad effetto Hall non viene posto in serie agli IGBT, ma in serie al ca-
rico dell’inverter. Ci possono perciò essere dei casi dove gli IGBT sono in netto sovraccari-
co senza che tale corrente interessi il carico. Se ad esempio uno degli IGBT, per un gua-
sto, diventa un cortocircuito permanente e ciò non viene rilevato, all’accensione dell’ altro
IGBT dello stesso ramo si cortocircuita il DC link, con conseguenze distruttive per l’intero

convertitore e pericolo per chi si trovasse nelle vicinanze.
Questo guasto non coinvolge il carico e perciò non viene rilevato dal sensore di corrente.
Dunque, se il guasto avviene a monte del trasduttore di corrente il metodo illustrato sopra non è
più efficace ed è necessario il controllo della desaturazione dell'IGBT. Questo metodo consiste nel
monitorare la V

. Infatti, durante il corto circuito l'intera tensione si manifesta ai capi dell'IGBT e

la V

diverge dal "low on-state voltage", verso la tensione del DC link. Il circuito di protezione

deve quindi rilevare la tensione V

e compararla con un valore di riferimento. Se il riferimento

viene superato, la logica di controllo interviene sul circuito di comando della valvola, imponendo-
ne lo spegnimento e inibendone successive accensioni.
Occorre perciò integrare il regolatore di corrente con il monitoraggio della tensione
collettore-emettitore ai capi di ogni IGBT: un aumento oltre i 2 V di questa tensione,

quando l’IGBT è in stato di ON, è un sintomo di un probabile guasto.
Tale sintomo si può verificare anche per guasti alla coppia di transistor che pilotano il
gate, quindi è una protezione in più.
Mettere semplicemente un sensore ai capi dell’IGBT non sarebbe agevole, perché si pre-
senterebbe immediatamente un problema di scala:

• in stato di ON, la V

vale pochi Volt, e qui devo valutare suoi improvvisi aumenti;

• in stato di OFF, la V

sale invece alla tensione del DC link, ovvero 400, 500, 700 V.

Con un fondoscala dello strumento dimensionato per l’elevata tensione del DC link, diffi-
cilmente si apprezzerebbero con sufficiente precisione (tale cioè da assicurare la protezio-
ne e allo stesso tempo evitare scatti intempestivi) le variazioni della V

in stato di ON.

Si predispone perciò un circuito più complesso, per misurare solo le variazioni che interes-

sano, con uno schema del tipo rappresentato nella figura che segue.

L’alimentazione dei circuiti di comando e protezione si realizza normalmente con tensioni
duali e punto centrale a massa, dell’ordine della decina di Volt, per esempio +15/0/-15 V.

Si è rappresentato il comando del gate, composto come già descritto, con il simbolo di un
generico amplificatore, quest’ultimo a sua volta comandato da un controllo, riportato tra-
mite optoaccoppiatore.
Per spiegare come si co-
struisce il segnale che ar-
riva al sensore di tensio-

ne, si procederà per passi
successivi, tenendo sem-
pre conto che tale senso-
re misura la tensione ri-
ferendosi al punto cen-

trale dell’alimentazione.
Come si vedrà, tale sen-
sore non è altro che
l’ingresso di un compara-
tore di tensione.

Lo schema è di principio;
in realtà si hanno modifi-
che di adattamento.

Schema di principio del circuito per il monitoraggio della V

1° passo

Tramite una resistenza R, collegata al positivo dell’alimentazione, si fornisce al sensore
una tensione che vale:

- +V

, ovvero una decina di Volt, con IGBT in stato di OFF

- circa V

CEsat

, ovvero la d.d.t. su IGBT e diodo D1 (pochi Volt), con IGBT in stato di ON

Grazie infatti alla presenza del diodo D1, collegato in serie alla resistenza e con il catodo
sul collettore dell’IGBT, durante lo stato OFF la tensione del DC-link non può arrivare al
sensore perché tale diodo è contropolarizzato.

In stato di ON invece D1 conduce e “collega” il sensore ai capi dell’IGBT.

2° passo

Poiché si vuole un segnale di pochi volt, e si vuole controllare tale segnale solo quando
all’IGBT è comandato lo stato di ON, si introduce il diodo D2, collegato con l’anodo al sen-
sore di tensione e con il catodo all’uscita dell’optoaccoppiatore.
Finché è comandato lo stato di OFF, ovvero l’uscita dell’optoaccoppiatore è bassa (0 logi-
co), D2 conduce e il sensore vede quindi solo la caduta di tensione su questo diodo.

Quando l’uscita dell’optoaccoppiatore va alta (1 logico), D2 si interdice e il sensore risulta
collegato tramite D1 al collettore dell’IGBT, come prima.

3° passo

Occorre anche introdurre un piccolo condensatore C, per esempio da
100 pF, per smussare il picco di tensione (modesto!) che si verifica
nella transizione da OFF ad ON.

Nel brevissimo tempo occorrente all’IGBT ad attivarsi, il sensore ve-
de D2 interdetto e D1 ancora contropolarizzato, quindi rileverà la
tensione positiva di alimentazione, subito decrescente. La presenza
del condensatore elimina l’inconveniente del picco e fornisce al sen-
sore un segnale di tensione sempre limitato a pochi volt.
Monitorando ora tale segnale, e reagendo ad aumenti oltre una cer-

ta soglia, si realizza la protezione.
Si confronta il segnale di tensione così costruito con un riferimento
(ricavato dall’alimentazione dei circuiti di comando tramite il settag-
gio di un trimmer), mediante un comparatore ad isteresi.

Dall’alto verso il basso:

comando al gate; tensione

senza C; tensione con C

L’uscita del comparatore va a comandare l’ingresso di SET di un flip-flop SR, che a sua

volta serve a due funzioni:
• l’uscita Q serve come retroazione per la logica di controllo, ad indicare che è avvenuto

un guasto, nonché per attivare una segnalazione visiva (ad esempio un piccolo LED),
che renda immediatamente riconoscibile l’IGBT interessato: ciò è utile specie in con-
vertitori con tanti interruttori statici, dove sarebbe complicato stabilire dov’è il guasto;

• l’uscita Q negata è collegata direttamente all’uscita dell’optoaccoppiatore, così da for-

zarla a 0 logico non appena si rileva il guasto, senza aspettare l’intervento della logica
di controllo: si comanda così l’immediato spegnimento dell’IGBT guasto.

Si noti che il segnale di retroazione alla logica di comando deve provocare uno spegni-
mento di tutto il convertitore, perché se un interruttore statico rimane permanentemente
aperto, un lato del carico rimane flottante e possono esserci dei problemi nei successivi

periodi di commutazione.
- Il problema del blocco dell'IGBT in presenza di sovracorrente
Nei circuiti di protezione reali degli IGBT si ha anche che, nel caso di spegnimento di
emergenza a causa di una sovracorrente, la resistenza posta in serie al gate R

gateOFF

è di

valore più alto del solito.

Questo perché si intende limitare la sovratensione che lo spegnimento provoca sull’altro
IGBT della gamba dell’inverter, dovuta a di/dt, sovratensione che può non essere piccola,
dato che si origina da una corrente più elevata del normale.
Si vuole spegnere con gradualità l’IGBT sospettato di guasto, perché potrebbe accadere
che si riesca a salvarlo, ma che si provochi la rottura dell’altro IGBT sano per eccessiva

sovratensione applicatagli.