pomoc2, SPRAWOZDANIA czyjeś


Procesy w telekomunikacji: generacja modelu myślowego lub obrazu w umyśle nadawcy; opis obrazu z określoną precyzją za pomocą symboli słuchowych lub wizualnych kodowanie w formie odpowiedniej dla transmisji przez dane środowisko fizyczne; transmisja zakodowanych symboli do pożądanego miejsca przeznaczenia; dekodowanie i reprodukcji pierwotnych symboli; odtworzenie pierwotnego modelu myślowego z pogorszeniem jakości proces porozumiewania się: wytwarzanie: wyrażenie wytworzonej wiadomości w umyśle np. za pomocą dźwięku; propagacja: fale dźwiękowe rozchodzą się w powietrzu; odbiór: przetworzenie przychodzących dźwięków na wiadomość kanały telekomunikacyjne: sieć telefoniczna (komutacja kanałów, kanał liniowy o ograniczonej szerokości pasma), światłowody(olbrzymia potencjalna szerokość pasma, mała stratność, odporność na interferencje elektromagnetyczne, niewielkie wymiary i waga, wytrzymałość i giętkość, radiowe kanały, satelitarne(szeroki obszar pokrycia, niezawodność połączeń, szerokie pasma transmisyjne 6/4 GHz); liniowy/nieliniowy/stacjonarny/fiest/o ograniczonym paśmie/o ogr mocy sygnał dolno- środkowopasmowy:pasmo przenoszonych częstotliwości odpowiada ściśle pasmu zajmowanemu przez sygnał; pasmo przenoszone przez kanał ześrodkowane jest wokół częstotliwości znacznie wyższej od najwyższej f sygnału informacyjnego reprezentacja sygnałów i systemów: okresowe/nieokresowe; deterministyczne/stochastyczne (nie istnieje niepewność co do jego wartości w każdej chwili czasu)/(jest niepewność); o skończonej energii 0<E<8 /skończonej mocy 0<P<8; liniowy spełnia zasadę superpozycji; stacjonarny stochastyka: szum termiczny - przypadkowe ruchy elektronów; szum - śrutowy: przypadkowe fluktuacje prądu w urządzeniach elektronicznych modulacja: przekształcenie w nadajniku sygnału do postaci dogodnej do transmisji; ciągła/impulsowa; amplitudy: (am) amplituda fali zmienia się w takt sygnału; kąta: zmiana argumentu fali nośnej -> fazy (pm) i częstotliwości (fm); amplitudy impulsów (pam); szerokości impulsów (pdm); położenia impulsów (ppm); impulsowo-kodowa (pcm) (odporność na szumy, regeneracja sygnału, elastyczne działanie, integracja źródeł informacji, zabezpieczenie informacji); zwielokrotnienie z podziałem częstotliwościowym (fdm) (modulacja ciągła); zwielokrotnianie z podziałem czasowym (tdm) (modulacja impulsowa) pierwotne zasoby: moc przesyłania i szerokość pasma; stosunek sygnał-szum (snr) sieci: komutacja kanałów: linia dzielona jest pomiędzy różne połączenia zachodzące z użyciem danej linii na zasadzie stałego przydziału; komutacja pakietów: podział następuje na zasadzie zapotrzebowania warunki dirichleta: funkcja g(t) jest jednowartościowa i ma w każdym skończonym przedziale czasowym skończoną liczbę maximów i minimów; funkcja g(t) ma skończoną liczbę nieciągłości w dowolnym skończonym przedziale czasu; funkcja g(t) jest bezwzględnie całkowalna; uogólniając wszystkie sygnały o skończonej energii są transformowane w sensie Fouriera; widmo ciągłe: G(f)=|G(f)|exp[jθ(f)] gdzie |G(f)| to amplitudowe widmo ciągłe a θ(f) to widmo ciągłe fazy; widmo amplitudy jest parzystą funkcją; widmo fazy jest funkcją nieparzystą; sinc(λ)=sin(πλ)/ πλ impuls prostokątny: Arect(t/T) ↔ ATsinc(fT), impuls wąski w czasie posiada szerokie widmo częstotliwości impuls wykładniczy: e-atu(t) ↔ 1/(a+jω) dla rosnącego: eatu(-t) ↔ 1/(a-jω) właściwości transformaty Fouriera: liniowość: Niech g1(t)↔G1(f) i g2(t) ↔G2(f) to c1g1(t)+ c2g2(t)↔ c1G1(f)+ c2G2(f); rozciągnięcie osi czasu: niech g(t)↔G(f) wtedy g(at)↔1/|a| G(f/a) dualizm: jeśli g(t)↔G(f) to G(t) ↔g(-f) przesunięcie w czasie: jeśli g(t) ↔G(f) to g(t-t0) ↔G(f)exp(-jωt0) przesunięcie częstotliwości: jeśli g(t) ↔G(f) to exp(j2πfct)g(t)↔G(f-fc) (tw. o modulacji) pole funkcji g(t): jeśli g(t) ↔G(f) to całka (-8 do 8) g(t) dt = G(0) pole funkcji G(f): jeśli g(t) ↔G(f) to g(0)= całka (-9 do 8) G(f)df różniczkowanie w dziedzinie czasu: niech g(t) ↔G(f) przy założeniu że pierwsza pochodna g(t) jest transformowana w sensie Fouriera . wtedy d/dt g(t) ↔j2ωG(f) całkowanie w dziedzinie czasu: niech g(t) ↔G(f). zakładając G(0)=0 mamy całka (-8,t g(τ)dτ ↔1/jω G(f) funkcje sprzężone: jeśli g(t) ↔G(f) to g*(t) ↔G*(-f) mnożenie w dziedzinie czasu: nich g1(t) ↔G1(f) oraz g2(t) ↔G2(f). wtedy g1(t)g2(t)↔ całka (-8;8) G1(λ)G2(f-λ)dλ splot w dziedzinie czasu: g1(t) ↔G1(f) oraz g2(t)↔G2(f) wtedy całka(-8;8)g1(τ)g2(t)(t-τ)dτ=G1(f)G2(f) twenergetyczne Rayleigh: E=całka(-8;8)|G(f)|2df pasmo: miara ilościowego przedstawienia zawartości istotnych składowych widma dla dodatnich częstotliw.; listkowe, 3 decybelowe, średniokwadratowe

delta Diraca: δ(t); całka (-8;8) δ(t) dt =1; właściwość filtracyjna funkcji delta: całka (-8;8) g(t)δ(t-t0) dt = g(t0) W1analiza cech czasowych: wart. średnia x(t)=lim(T->8) 1/2T całka(-T;T)x(t)dt średniokwadratowa: x2(t)=lim(T->8) 1/2T całka (-T;T)x2(t)dt skuteczna: xsk=(x2(t))^(1/2) skuteczny czas trwania: Tsk=( (całka(-8;8)t2x2(t)dt)/(całka( -8;8)x2(t)dt))^1/2 energia:W=całka(0;8)x2(t)dt moc chwilowa:p(t)=x2(t) moc średnia

P=lim(t->8) 1/2T całka (-T;T)x2(t)dt widmo mocy: P=1/2π całka(-8,8) ( lim(θ->8) 1/2θ |Xθ(ω)|2analiza cech częstotliwościowych: wg ciągłości widma: ciągłe, prążkowe, złożone; wg szerokości widma: monochromatyczne, pasmowe, wszechpasmowe transmisja sygnałów przez układy liniowe: to układ lub system (fizyczne urządzenie) które na wymuszenie reaguje odpowiedzią; spełniona jest zasada superpozycji; przykładem układów liniowych są filtry i kanały telekomunikacyjne; filtr ogranicza widmo sygnału do pewnego pasa częstotliwości odpowiedź czasowa: przy zerowych warunkach początkowych na funkcją Diraca; całka splotu: y(t)= całka(-8;8) x(τ)h(t-τ)dτ przyczynowość: system jest p. jeśli odpowiedź nie pojawia się dopóki nie zostanie przyłożone pobudzenie stabilność: system jest stabilny jeśli sygnał wejściowy jest ograniczony dla wszystkich ograniczonych sygnałów wejściowych odpowiedź częstotliwościowa: y(t)= całka (-8;8) h(τ)exp[j2πf(t- τ)]dτ=exp(j2πft)całka(-8;8) h(τ)exp[-j2πfτ]dτ; tr. Fouriera Y(f)=H(f)X(f) transformata hilberta: funkcja czasu gdzie wszystkie kąty fazowe wszystkich składowych są przestrojone 0 +- 90o ; g(t)= 1/π całka(-8;8) x(τ)/t- τ dτ; tr odwrotna g(t)=-1/π całka(-8;8) x(τ)/t- τ dτ sygnał analityczny: g+(t)=g(t)+jg(t) gdzie g(t) - transformata hilberta, niech G+(f) oznacza transformate fouriera względem g+(f) wtedy: G+(f)=G(f)+j[-j sgn (f)]G(f) analiza probabilistyczna: sygnał losowy - przebieg sygnału w przyszłości nie znany; rozkład gęstości prawdopodobieństwa: P(x,t)=Pr{x(t)<=x}; p(x,t)=δP(x,t)/δx; proces losowy - rodzina sygnałów losowych: p(x,t0), p[x(t0), x(t1)]; proces stacjonarny: E{x(t)}=const, Rx(τ) -> Rx(t1,t2)=Rx(t2-t1); gęstość mocy procesu losowego: Sx(ω)=E{Sx(i)(ω)}; proces ergodyczny: uśrednienie w czasie: Rx(τ)=lim(T->8) 1/2T całka (-T,T) x(t) x(t+τ) dt; wartość oczekiwana procesu losowego E{x(t)}=całka(-8,8) xp(x,t)dx; wartość średniokwadratowa: E{x2(t)}=całka(-8,8) x2p(x,t)dx; wariancja: σx2=E{x2(t)}-[E{x(t)}]2 autokorelacja: Rx(t1,t2)=E{x(t1),x(t2)}tw. Wienera-Chinczyna: Sx(ω)=₣{Rx(τ)}; P=E{x2(t)}=1/2π całka(-8,8)Sx(ω)dω kanał transmisyjny: sygnał modulujący x(t)->modulator->g[x(t),c(t)(sygnał nośny),t]->ośrodek->v[x(t),c(t),z(t),t]->demodulator->sygnał demodulowany->xr(t) (n(t)=xr(t)-x(t)); sygnal nośny: okresowy, harmoniczny, impulsowy; modulacja - uzależnienie od sygnału modulującego: amplitudy, fazy, częstotliwości, położenia, czasu trwania cele stosowanie: dostosowanie do właściwości pasmowych ośrodka, odporność na zakłócenia, sprawność emisji z anteny, podział pasmaW2modulacja amplitudy: dwuwstęgowa bez nośnej (sc dsb):g(t)=Ax(t)cos(ω0t+υ); G(ξ)(ω)=1/2A[X(λ)(ω+ω0)+X(λ)(ω-ω0)]; P=1/2A2 Px<=1/4A2 modulacja dwuwstegowa z nośną (dsb): g(t)=A[1+mx(t)]cos(ω0t+υ); G(ξ)(ω)=1/2mA[X(λ)(ω+ω0)+X(λ)(ω-ω0)]+1/2A[δ(ω+ω0)+δ(ω-ω0); P=PC+PB=1/2A2(1+m2Px); PB<=1/3P; 2/3 Pb zużyte na przesyłanie sygnałów nośnych jednowstęgowa (Sc ssb): gUSB(t)=A/2[x(t)cos(ω0t+υ)-x^(t)sin(ω0t-υ)]; PUSB=A2/4Px; P=PUSB<=1/8A2 wytwarzanie sygnałów zmodulowanych amplitudowo: modulacja DSB u(t)=mπAx(t)+2Acos(ω0t) - dioda przybliżóna charakterystyką idealną, niezależnie od wartości sygnału modulującego będzie następować przełaćznie; sygnały DSB S.C.: g(t)=4A/πx(t)suma(k=1,8)(-1)n-1/2n-1 cos((2k-1)ω0t); modulator pierścieniowy - podwójenie zrównoważony sygnały ssbsc metodą filtracji: stromość filtru - zmiana tłumienia na oktawe lub dekadę metodą fazową: gUSB(t)=1/2[x(t)cos(ω0t)-x^(t)sin(ω0t)]; modulacja kąta nośnej harmonicznej: g(t)=A cos[φ(t)+υ]; częstotliwość chwilowa f(t)= δφ(t)/δt; modulacja fazy: φ(t)=ω0t+kpx(t); modulacja częstotliwości: f(t)=f0+ kfx(t); to mf sygnałem całka(0,t)x(τ)dτW3 modulacja częstotliwości sygnałem harmonicznym: g(t)=Acos[ω0t+2πkfsin(ωmt)]; 150 MHz - typowa dewiacja w radiofonii; BT=2(Δf+fm) - praktyczna szerokość pasma; reguła Garsona; im większa dewiacja tym moc jest przekazywana do częstotliwości i jest więcej mniejszych prążków modulacja częstotliwości sygnałem losowym: płytka modulacja: Sg(ω)=1/2A2{1/2[δ(ω+ω0)+δ(ω-ω0)]+ π2kf2[Sx(ω+ω0)+ Sx(ω-ω0)]}; P=1/2A2; głęboka modulacja: w ogólności brak postaci analitycznej; w granicznym przypadku powolnej modulacji widmo mocy procesu zmodulowanego ma taki kształt, jak przesunięta i przeskalowana funkcja gęstości prawdopodobieństwa procesu modulującego; udaje się zapisać postać sygnału zmodulowanego w funkcji Bessela - amplituda sygnału harmonicznego związanego z amplitudą sygnału nośnego; P=1/2A2; Δf=max{|f(t)-f0|}- dewiacja częstotliwości - od niej zależy kształt widma (max zmiana fazy otrzymana w wyniku modulacji); wytwarzanie sygnałów zmodulowanych częstotliwościowo: x(t)->VCO->powielacz częstotliwości->mieszacz<-generator stabilizowany->filtr pasmowy->g(t); co: układ generatora o częstotliw. przestrojonej napięciem o dużej liniowości; ω(t)=1/((L1+L2)[C0+ΔCx(t)])^(1/2) zwielokrotnienie częstotliwościowe: wysokopasm. sygnały am; multipleksacja i demulitpleksacja kanałów AM; zastosowanie systemy radiofonii i telewizji

próbkowanie sygnału: x(t)↔X(ω) i |X(ω)|= gdy |ω|≤Ω x(t)↔{cn} gdzie cn=x(nTp) ωp=2π/Tp ≥2Ω (pulsacja próbkowania); odtwarzanie sygnału z próbek: x(t)=ΩTp/π Σ(-∞,+∞)x(nTp)sinc[Ω(t-nTp)] modulacje nośnej impulsowej: g(t)= Σ(k=-∞,+∞)Aku(t-kT-tk;τk); Ak amplituda k-tego impulsu; T-okres; tk-położenie k-tego impulsu;τk-czas trwania; modulacja amplitudy impulsów pam Ak~x(kT); m szerokości impulsów pwm τk~x(kt); m położenia impulsu tk~x(kT) modulacja amplitudy impulsów pam: g(t)= Σ(k=-∞,+∞)Aku(t-kT;τk); Ak=x(kT) ↔ G(ω)=U(ω)/T Σx(ω- 2πn/T); Sg(ω)=|U(ω)|2/T2 Σ(n=-∞,+∞) Sx(ω- 2πn/T); jeżeli skłądowa stałą=0 to nie ma składowej prążkowej; jeżeli nie składowych okresowych a jest stała to: Sx(ω)=2π[x(t)]2δ(ω)+Sx,c(ω); Sg(ω)=|U(ω)|2/T2{2π[Ak]2 Σ(n=-∞,+∞) δ(ω-2πn/T)+ Σ(n=-∞,+∞)Sx,c(ω-2πn/T)}modulacja położenia impulsów: g(t)=Σ(k=-∞,+∞)Au(t-kT-tk;τ) tk=mx(kT); modulacja impulsów prostokątnych sygnałem harmonicznym x(t)=msin(ωmt); modulacja przebiegiem losowym (niezależne próbki sygnału modulującego; brak modulacji =>|Cx(ω)|=1 => tylko składowa prążkowa; jeżeli |Cx(ω)|->0 to moc przenosi się do składowej ciągłejW4wytwarzanie sygnałów modulacji impulsów: modulator pam: modulacja naturalna bez układu prubkującego-pamiętającego; klucz sterowany sygnałem impulsowym modulator ppm: rozwiązanie już nie stosowane z komparatorem odbieranie sygnałów zmodulowanych: model odbiornika: g(t)-> filtr pasmowo przepustowy ->z(t) (odfiltrowany szum)-> demodulator +filtr dolnoprzepustowy -> zd(t); z(t)=zI(t)cos(ω0t)-zQ(t)sin(ω0t); SNRdBm/SNRcB - zysk modulacyjny odniesiony (poprawa odporności na szum) demodulacja sygnałów zmodulowanych amplitudowo: detektor obwiedni am-dsb: dioda + filtr RC; w dodatnim połokresie dioda przewidzi i kondensator ładuje się do wartości szczytowej wejścia; C rozładowuje się na Rl ad do kolejnego dodatniego półokresu x(t)= Acos(ω0t)+z(t); z(t)=zI(t)cos(ω0t)-zQ(t)sin(ω0t); detektor koherentny: sygnał m(t) można odzyskać z fali w systemie dsb-sc przez pomnożenie go przez falę sinusoidalną i odfiltrowanie filtrem dolnoprzepustowym; odbiornik costasa: dwa detektory koherentne (synfazowy, kwadraturowy) zasilane przychodzącą falą dsb-sc Accos(2πfct)m(t) ale o oddzielnych sygnałach oscylatora z fazami w kwadraturze względem siebie detektor koherentny Am - ssb sc: wejście: 1/2A[x(t)cos(ω0t)-x^(t)sin(ω0t)+z(t); z(t)=zI(t)cos[(ω0t+πB)t]-zQ(t)sin(ω0t+πB)t]; wyjście: xd(t)1/4AAg[x(t)cos(Δφ)-x^(t)sin(Δφ)]; zd(t)=1/2Ag[zI(t)cos(πBt)+zQ(t)sin(πBt)]; demodulacja sygnałów zmodulowanych kątowo: zrównoważony dyskryminator częstotliwości: 4 kondensatory; 2 diody i 2 cewki =2 detektory obwiednie + filtry; układ nieliniowy demodulacja zmodulowanych impulsów: demodulator pam: g(t) ->modulator zrównoważony <-impulsowy generator stabilizowany->filtr dolnopasmowy-> x(t); można użyc klucza bo czas przez który szum dociera do odbiornika jest równy czasowi trwania sygnau demodulator ppm:g(t)->integrator->x(t); układ całkujący W5 jakość transmisji z użyciem poszczególnych modulacji: snr na wejściu demodulatora: nazwa; sygnał; gęstość szumu; snr2Bt; Am-dsb; ½A2(1+m2Px);Nf; A2(1+m2Px)/ Nf; Am-dsb-sc: ½A2Px; Nf; / ; Am-ssb-sc: ¼ A2Px; Nf; / 2Nf; Fm: ½A2; Nf; / ; pam: A2τ2m2Px/T2;Nf; / ; ppm: 5A2τ/2T; Nf; 5A2τ/NfT snr na wyjściu demodulatora: Am-dsb: ¼A2Ag2m2Px; ½Ag2Nf; A2m2Px/Nf; Am-dsb-sc: ¼A2Ag2Px; ½Ag2Nf; A2Px/Nf; Am-ssb-sc: 1/16 A2Ag2Px; ¼ Ag2Nf; A2Px/2Nf; Fm: k2fPx; 2NfB2/3A2; k2fPxA2/NfB2; pam: A2τ2m2Px/T2;Nf; 2/; porównanie właściwości modulacji: amdsb: m2Px/1+m2Px ≤½; Bt=2B; am - dsb - sc: 1; Bt=2B; am-ssb-sc: 1; Bt=B; Fm: k2fPx/B2; BT=2(Δf+B); pam: 1; BT≈1/τ>>2B; ppm: ??; BT≈1/τ>>2B W6 modulacje wielowartościowe złożone: modulacja qam: w systemie qam, fala nośna doznaje modulacji amplitudy jak i modulacji fazy; ogólna postać: gi(t)=(2E0/T0)^(1/2) Aicos(2πf0t+Φi); E0 - energia sygnału o najmniejszej amplitudzie; T0 - okres nośnej; i=0…M-1; gi(t) można rozwiązać względem funkcji bazowych: gi(t)=(2E0/T0)^(1/2) aicos(2πf0t)+ (2E0/T0)^(1/2) bisin(2πf0t); błędy w m-qam: Pe'=(1-1/(M^1/2))erfc(Eo/N0)^(1/2); Pc=(1-Pe')2≈2Pe' kwantyzacja: moc szumu kwantyzacji: Pq≈Δ2/12; w sygnale kwantowanym zawarta jest cała informacja o rozkładzie prawdopodobieństwa sygnału pierwotnego, jeżeli jego funkcja charakterystyczna jest ściśle dolnopasmowa; kwantowanie przyrostowe: fp>>fN -> wykorzystanie korelacji próbek („inercja” zapobiega szybkim zmianom) 1) xq(kT)≤x(k+T)->xq(kT+T)=xq(kT)+q 2) xq(kT)>x(k+T)->xq(kT+T)=xq(kT)-q; jednobitowy sygnał kwantowany różnicowo (znak zmiany sygnału); błędy kwantyzacji przyrostowej: nienadążania za zmianami sygnału q<2π4fm/fp; stosunek sygnału do szumu kwantyzacji: L=bN-12N-1+bN-22N-2+…+b121+b020; L↔{bN-1,bN-2,..,b1,b0}; SNR=3Px22N/z2max; kwantowanie nierównomierne „prawo A”: |v|={1+ln(A|m|)/(1+lnA), 0≤|m|≤1/A lub A|m|/(1+lnA), 1/A≤|m|≤1} d|v|/d|m| = {1+lnA/A, 0≤|m|≤1/A lub (1+lnA)|m|, 1/A≤|m|≤1}; kompresja zapewnie stałość

odstępu poziomów sygnału i szumu kwantowania; zstosowanie - kwantowanie sygnałów telefonicznych. Dynamika 1:1000. Silne sygnały mało prawdopodobne. Zysk kompresji dla małych sygnałów dla ch-ki A(A-87,6) wynosi 24dB↔4bity W6 modulacje cyfrowe: binarne; wielowartościowe; złożone binarna modulacja amplitudy impulsów (pcm): sygnał pcm: g(t)= Σ(k=-∞,+∞)bkh(t-kT), bkε{0,1}; struktura sygnału PCM x(n*kT)= Σ(i=0,N-1)bi2i; wytwarzanie sygnały pcm: x(t)->pp^->a/a^->rej przesuwający; ^licznik mod N ^-> rej p odbiór sygnałów pcm: sygnał 1 występuje gdy α≤gv; sygnał 0 występuje gdy gv<α; błąd decyzji: suma dwóch możliwych błędów Pe=P(ε)=P(ε1)+P(ε0); szum Gaussowski o mocy N: α=[2Nln(p0/p1)+A12-A02]/2(A1-A0) -> stą wynika dobranie punktu pracy jeśli już dobraliśmy próg; stopa błedów BER: moc sygnału/moc szumu; S/N=A2/2N (jednobiegunowy); S/N=A2/4 (dwubiegunowy); S/N / BER / jeden błąd co..; 4,3/10-2/10-3sek; 10,6/10-6/10 sek; 13/10-10/1 dzień synchronizacja: x(t)->układ próbkowania^->v(t)/PAM-> układ kwantowania -> koder m,n -> gc(t); ^ układy zegarowe ->; po stronie odbiorcy: gc(t)->detektor->v'c(t)->dekoder->v'g(t)->układ rekonstrukcji->xd(t) W7 binarne modulacje sygnału harmonicznego ask: sygnał ask: gASK(t)=1/2Ag[1+x(t)]cos(ω0t) gASK(t)={0, x(t)=0; A0cos(ω0t), x(t)=1; widmo mocy sygnału: obwiednia widma maleje z kwadratem ω-ω0 tj. z szybkością 20 dB/dek; średnia moc ask wynosi P=1/4 A02; szerokośc widma ask jest dwukrotnie większa od skutecznej wartości widma sygnału modulującego; wytwarzanie: generator odbiór ask: filtr pasmowoprzepustowy->e(t)->mieszacz (wzmocnienie=2)->x(t)->FDP->y(t); wyjście mieszacza po filtracji: y(t)=x(t)×hl(t)≈[vc(t)+nc(t)] odtworzenie sygnału binarnego: y(vTc)=vc(vTc)+nc(vTc)≥α, oznacza że występuje alement1; y(vTc)=vc(vTc)+nc(vTc)<α, oznacza że występuje element 0; bitowa stopa błędów: Pe=p1/2 erfc[A-α /(2N)^(1/2)]+p0/2 erfc(α/(2N)^(1/2)); ask nie są stosowane w przypadku nieznanych warunków propagacji (wrażliwość na deszcz itp.). Próg dobrany dla danej wartości SNR nie będzie optymalny dla innej; b.m.f.s. harmonicznego psk: o 3 dB lepszy od ask; sygnał psk: gPSK(t)={ A0cos(ω0t+Δφ), xn=1 lub A0cos(ω0t+Δφ), xn=0; gPSK(t)={ A0cos(ω0t+π/2)=-A0sin(ω0t), xn=1 lub A0cos(ω0t-π/2)=A0sin(ω0t), xn=0; widmo mocy analogiczne jak ask; pasmo takie jak dla ask; moc sygnału PPSK=1/2 A02; odbiór sygnału: demodulator sygnału psk” g(t)-> demodulator synchroniczny Am dsb-> xn (nie można wykorzystać detekcji obwiedni b.m.f.s. harmonicznego psk: sygnał fsk: gFSK(t)={ A0cosω1t, xn=0 lub A0cosω2t, xn=1, ciągłość fazy lub nie; gFSK(t)=1/2A0[1+x(t)]cosω2t+1/2A0[1-x(t)]cosω1t; moc sygnału PFSK=1/2A02; widmo mocy: wskaźnik kluczowania h= ω21r wytwarzanie: 2 generatory przełączane, jeśli zastosujemy filtrację to uzyskamy ciągłą zmianę; odbiór fsk: 2 równoległe tory filtrujące 2 składowe które powinny być dostatecznie odległe aby nie zachodziły na siebie bo pojawią się dudnienia; s(t)->wzmacniacz->r1(t)->X^(cosω1t)->FDP->y1(t); fsk jest gorszy od ask porównanie odbioru ask,psk,fsk: „koherentny” - z użyciem demodulacji synchronicznej; bitowa stopa błędów Pe=0,5-erf(KS/N)^1/2; modulacja/k: ask/0,25; fsk/0,5; psk/1 modulacje wielowartościowe: demodulacja m-ary psk: odbiór synchroniczny; jakoś m-ary psk: średnie prawdopodobieństwo błędu na symbor dla M-psk Pe=erfc((E/N0)^(1/2)sin(π/M)); koherentny m-psk wymaga znajomości częstotliwości i fazy fali nośnej; można zastosować kodowanie róznicow, oparte na różnicy faz pomiędzy kolejnymi symbolami, za cenę pewnego pogorszenia jakości systemu; dopuszczalnych fluktuacjach fazy pozostawia bardzo mały margines bezpieczeństwa; mary ask/fsk/psk: 1/4A ; 1/2A ; 3/4A; ogólna postać m-ary psk: ST)=(2E0/T0)^(1/2)cos(2πf0t+ 2π/M (i-1)); rozwinięcie względem funkcji bazowych: φ1(t)=(2ai/T0)^(1/2)cos(2πf0t); φ2(t)=(2bi/T0)^(1/2)sin(2πf0t); 0≤t≤T {superpozycja dwóch sygnałów ASK}



Wyszukiwarka

Podobne podstrony:
pomoc2cd(1), SPRAWOZDANIA czyjeś
pomoc2cd, SPRAWOZDANIA czyjeś
pomoc2cd(1), SPRAWOZDANIA czyjeś
Budowa kontenera C, SPRAWOZDANIA czyjeś
Zalety systemów SDH, SPRAWOZDANIA czyjeś
Hartowanie i odpuszczanie, SPRAWOZDANIA czyjeś
z3 06, SPRAWOZDANIA czyjeś
z 1 7 a, SPRAWOZDANIA czyjeś
Zabezpieczenie transformatora za pomocą zespołu automatyki(1), SPRAWOZDANIA czyjeś
w4m, SPRAWOZDANIA czyjeś
Z5 10, SPRAWOZDANIA czyjeś
pomoc, SPRAWOZDANIA czyjeś
siwex, SPRAWOZDANIA czyjeś
MetodyNumeryczne, SPRAWOZDANIA czyjeś
labelektr14, SPRAWOZDANIA czyjeś
Budowa kontenera VC, SPRAWOZDANIA czyjeś
z4 06, SPRAWOZDANIA czyjeś
Kształtowanie widma, SPRAWOZDANIA czyjeś

więcej podobnych podstron